专利名称：三电平llc变换器的pwm控制方法
技术领域：
本发明涉及LLC谐振变换器，特别是涉及一种三电平LLC变换器的P丽控制方法。
背景技术：
LLC谐振变换器因为其结构简单、软开关特性优越，在业界得到了越来越广泛的应用。在大功率、高功率密度的场合，三电平LLC谐振变换器更是以其器件应力低、开关损耗小、变换频率高等优点，逐渐成为业界的主流拓扑。
LLC谐振变换器一般通过改变工作频率来对变换器增益进行调节，以实现输出电压的稳定和调整。实际应用中，考虑到功率器件损耗和变换器效率，变换器工作频率不能无限制地提高，调频范围受到了一定限制，因此，在输入和输出电压变化范围较大的场合，则往往通过PFM (脉频调制)和PWM (脉宽调制)相结合的方式来对变换器进行控制。即在输出高压重载的情况下，按照增益需求对变换器进行PFM控制，在低压轻载情况下，增益需求高于最大工作频率时，对变换器进行恒频PWM控制。
LLC谐振变换器在PFM控制下可以获得良好的性能，但在PWM控制下
却有完全不同的工作特性。下面以三电平全桥ac谐振变换器为例，分析
三电平LLC谐振变换器传统的PWM控制策略及其存在的缺点。
图1所示的三电平全桥LLC变换器包括两个桥臂，8个开关管S1-S8，其中开关管S1、 S2、 S3、 S4分别与开关管S8、 S7、 S6、 S5有着共同的控制信号，习惯上将开关管S1、 S4、 S5、 S8称为变换器的外管，而将开关管S2、 S3、 S6、 S7称为变换器的内管。
传统的P丽控制逻辑如图2所示，第一桥臂内管S2、 S3比外管Sl、S4延迟一段时间关断，第二桥臂同理。为方便描述，将这段时间称为延迟时间。传统的PWM控制是保持延迟时间基本不变，根据增益的需求，同时改变内管和外管的占空比，即通过对内外管同时调宽来实现对变换器的控制。如图2，当内外管S1、 S2、 S7、 S8同时导通时，谐振电流ip正向谐振(im表示励磁电流)，电流幅值增加；当内外管S1、 S2、 S7、 S8都关断时，变换器所有开关管都处于关断状态，谐振电流ip处于不受控状态，从谐振电流峰值开始阻尼谐振，直到开关管S3、 S4、 S5、 S6导通，改变原边谐振回路。在小占空比的情况下，开关管关断的时间较长，阻尼谐振的过程随负载和占空比的变化而变化，处于完全不受控状态，如图2所示的谐振电流波形，谐振电流可能在一个PWM变换周期内出现多次换向。此时存在图3所示的工作模态谐振电流反向谐振，且开关管结电容充放电过程已经结束，开关管S1、 S2、 S7、 S8的体二极管导通续流，电流流向为开关管S8—开关管S7—谐振电感Lr—变压器原边一谐振电容Cr—开关管S2—开关管S1。在某些工况下，恰好在S1、 S2、 S7、 S8的体二极管续流时，开关管S3、 S4、 S5、 S6开通，则进入如图4所示的模态开关管S3、 S4、S5、 S6开通，电流流向为开关管S5—开关管S6—谐振电感Lr—变压器原边一谐振电容Cr—开关管S3—开关管S4，此时，开关管S1、 S2、 S7、S8的体二极管还没有完全反向截止，等同于桥臂的瞬间短路，因此会有很大的反向恢复电流流过整个桥臂。
同样，三电平半桥LLC变换器的单个桥臂也会出现类似的问题，而其产生的机理与全桥LLC变换器完全相同。在PWM模态，半桥LLC变换器存在如图5所示的工作模态谐振电流反向谐振，且开关管结电容充放电过程已经结束，开关管S1、 S2的体二极管导通续流，电流流向为变压器原边一谐振电容Cr—谐振电感Lr—开关管S2—开关管Sl 。当在此过程中开关管S3、 S4开通，则进入如图6所示的模态开关管S3、 S4开通，电流流向为变压器原边一谐振电容Cr—谐振电感Lr—开关管S3—开关管S4，此时，开关管S1、 S2的体二极管还没有完全反向截止，等同于桥臂的瞬间短路，因此会有很大的反向恢复电流流过整个桥臂。
由于M0S管的体内寄生二极管反向恢复特性一般比较差，造成流过桥臂的反向恢复电流非常大，桥臂中出现很大的电流变化率di/dt，在M0S管栅极感应出的尖峰电压可以造成MOS管被击穿。可见，PWM控制的三电平LLC变换器既不等同于PFM控制的LLC变换器，也不同于普通的P丽变换器，存在特有的体二极管反向恢复问题，从而给三电平LLC变换器的设计带来了很大的困难。
发明内容
本发明的主要目的就是针对现有技术的不足，提供一种用于三电平
LLC谐振变换器的P丽控制方法，解决该类变换器在P丽控制下存在的体 二极管反向恢复问题。
为实现上述目的，本发明采用以下技术方案
一种用于三电平LLC谐振变换器的PWM控制方法，所述LLC谐振变换 器至少包括耦合在变压器原边的串接有多个开关管的第一桥臂，所述多个 开关管包括靠近所述第一桥臂两端的两个外管和所述外管之间的两个内 管，在PWM模态，根据增益需求对所述内管和所述外管进行占空比调宽时， 保持所述内管的占空比不低于最小占空比，所述最小占空比按照在所述外 管关断后所述内管延迟关断的时长能够避免谐振电流反向谐振的要求确 定。
在一种实施例中，设定一不低于所述最小占空比的阈值占空比，所述 阈值占空比《0.5;当增益需求的占空比小于所述阈值占空比时，保持内 管的占空比为所述阈值占空比，并根据增益需求对所述外管进行占空比调 宽；当增益需求的占空比大于阈值占空比时，根据增益需求对所述内管和 所述外管同时进行占空比调宽。
在另一种实施例中，也可以保持所述内管的占空比为一固定值，例如 为0.5。
所述三电平LLC谐振变换器可以为半桥拓扑或全桥拓扑。 本发明有益的技术效果是
按照本发明，在三电平LLC谐振变换器的PWM控制模态，根据增益需 求对外管进行占空比调宽，同时保持内管的占空比不低于最小占空比，该 最小占空比按照在外管关断后内管延迟关断的时长能够避免谐振电流反向 谐振的要求确定，因此，当内管和外管同时导通时，谐振电流正向谐振， 电流幅值增加，当外管关断时，根据内管的占空比，内管相对于外管的关 断延迟使其在一定期间一直处于导通状态，为原边电流提供谐振通路，且 使变压器一直处于正向励磁状态，原边谐振电流在上升之后下降缓慢，从 而，避免了 P丽控制下三电平LLC谐振变换器的谐振电流在一个P丽变换 周期内出现反向谐振，并由此解决了由于反向谐振所带来的开关管体二极 管的反向恢复问题。
图1为三电平全桥LLC变换器的电路结构图； 图2为三电平全桥LLC变换器的传统P丽控制方法的波形图； 图3和图4为三电平全桥LLC变换器反向恢复问题的产生机理图； 图5和图6为三电平半桥LLC变换器反向恢复问题的产生机理图； 图7为本发明一种实施例的三电平全桥LLC变换器的P丽控制方法的 流程图8为本发明一种实施例的三电平全桥LLC变换器的P丽控制方法的 波形本发明的特征及优点将通过实施例结合附图进行详细说明。
具体实施例方式
请参考图1和图7， 一种实施例的三电平全桥LLC变换器的P丽控制 方法包括以下步骤
步骤Al:对于第一桥臂上的四个开关管Sl-S4，确定内管S2、 S3在 PWM模态的最小占空比，使得满足在外管Sl、 S4关断后内管S2、 S3延迟 关断的时长能够避免谐振电流反向谐振；
步骤A2:通过PWM控制，根据增益需求分别对外管S1、 S4进行占空 比调宽，并相应地保持内管S2、 S3的占空比不低于最小占空比。
同样地，对于第二桥臂，采用上述方法控制内管S6、 S7和外管S5、 S8的占空比。
由于三电平LLC谐振变换器的有效占空比由外管占空比来决定，所以 仅调节外管占空比就可以满足变换器增益调节的需求，而上述控制方法通 过对内管占空比的适当选取，改变了变换器原边电流的谐振过程，从而能 够破坏开关管体二极管反向恢复问题的产生条件。
如图8所示的PWM控制方法的波形图，当幵关管S1、 S2、 S7、 S8导 通时，谐振电流正向谐振，电流幅值增加，当外管S1、 S8关断时，根据内 管S2、 S7占空比的取定，内管S2、 S7将延迟一段时间才关断，该段时间 内管S2、 S7处于导通状态，为原边电流提供谐振通路，且使变压器一直处 于正向励磁状态，这使得原边正向谐振电流在缓慢升高后逐渐降低，不会 出现谐振电流反向，即不会在变换器一个P丽变换周期的正半周期内出现 负向谐振电流；同样，当开关管S3、 S4、 S5、 S6导通后，进入P丽变换周期的负半周期，当外管S4、 S5关断时，根据内管S3、 S6占空比的取定， 内管S3、 S6将延迟一段时间才关断，该段时间内管S3、 S6处于导通状态， 原边负向谐振过程为负向谐振电流在缓慢升高后逐渐降低，不会出现谐振 电流反向，即不会在P丽变换周期的负半周期出现正向谐振电流。由此， 选择合理的主回路参数，可以避免谐振电流在一个P画变换周期内反向谐 振，进而解决体二极管反向恢复问题。
在一些实施例中，可以采用内管占空比固定不变，即对内管不调宽的 控制方法，如在P碰模态，对外管S1、 S4、 S8、 S5根据增益需求进行占空 比调节，对内管S2、 S3、 S7、 S6保持一固定占空比，该固定占空比的取 值不低于最小占空比，优选的，该固定占空比可以取占空比的最大值0.5。
传统PWM控制下的三电平LLC谐振变换器的反向恢复问题， 一般只出 现在占空比很小的情况下，因此，在一些优选的实施例中，也可以只控制 内管S2、 S3、 S7、 S6在部分占空比区域内不调宽。给内管设定一个阈值占 空比D，最小占空比《0<0.5，当增益需求变换器的占空比小于D时，使 内管占空比保持为D，并根据增益需求调节外管占空比，解决LLC变换器 的反向恢复问题；而当增益需求变换器的占空比大于D时，与传统PWM — 样，采用内外管同时调宽。在占空比较小时，内管导通时间延长可以改变 原边谐振过程，破坏反向恢复产生条件，但内管导通对于功率传输本身并 没有作用，而且，内管长时间导通本身会增加原边环流，带来额外损耗， 因此，在占空比较大而不会出现反向恢复问题时，就可以采用内外管同时 调宽可以减低损耗。
请参考图7，该PWM控制方法同样适用于图5所示的三电平半桥LLC 谐振变换器，包括以下步骤
步骤A1:对于第一桥臂上的四个开关管S1-S4，确定内管S2、 S3在 PWM模态的最小占空比，使得满足在外管S1、 S4关断后内管S2、 S3延迟 关断的时长能够避免谐振电流反向谐振；
步骤A2:通过PWM控制，根据增益需求分别对外管S1、 S4进行占空 比调宽，并相应地保持内管S2、 S3的占空比不低于最小占空比。
根据上述控制方法，通过对内管占空比的适当选取，改变了变换器原 边电流的谐振过程，避免了出现谐振电流反向谐振，即不会在变换器一个 PWM变换周期的正半周期内出现负向谐振电流，也不会在PWM变换周期的 负半周期出现正向谐振电流，从而能够破坏开关管体二极管反向恢复问题的产生条件。
此外，对于LLC变换器，其变压器的副边可以采用各种整流方式，这 些变形与替换均属于本发明的保护范围。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说 明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术 领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若 干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。
权利要求
1.一种用于三电平LLC谐振变换器的PWM控制方法，所述LLC谐振变换器至少包括耦合在变压器原边的串接有多个开关管的第一桥臂，所述多个开关管包括靠近所述第一桥臂两端的两个外管和在所述外管之间的两个内管，其特征在于，在PWM模态，根据增益的需求对所述内管和所述外管进行占空比调宽时，保持所述内管的占空比不低于最小占空比，所述最小占空比按照在所述外管关断后所述内管延迟关断的时长能够避免谐振电流反向谐振的要求确定。
2. 如权利要求1所述的PWM控制方法，其特征在于，设定一不低于所述最小占空比的阈值占空比，所述阈值占空比《0.5;当增益需求的占空比小于所述阈值占空比时，保持内管的占空比为所述阈值占空比，并根据增益需求对所述外管进行占空比调宽；当增益需求的占空比大于阈值占空比时，根据增益需求对所述内管和所述外管同时进行占空比调宽。
3. 如权利要求1所述的P丽控制方法，其特征在于，保持所述内管的占空比为一固定值。
4. 如权利要求3所述的PWM控制方法，其特征在于，所述固定值为0.5。
5. 如权利要求1或2或3所述的PWM控制方法，其特征在于，所述三电平LLC谐振变换器为半桥拓扑或全桥拓扑。
全文摘要
本发明公开了一种用于三电平LLC谐振变换器的PWM控制方法，所述LLC谐振变换器至少包括耦合在变压器原边的串接有多个开关管的第一桥臂，所述多个开关管包括靠近所述第一桥臂两端的两个外管和在所述外管之间的两个内管，在PWM模态，根据增益需求对所述内管和所述外管进行占空比调宽时，保持所述内管的占空比不低于最小占空比，所述最小占空比按照在所述外管关断后所述内管延迟关断的时长能够避免谐振电流反向谐振的要求确定。通过保持内管的占空比不低于最小占空比，改变了变换器原边电流的谐振过程，从而避免产生体二极管反向恢复问题。
文档编号H02M3/28GK101656480SQ20091019015
公开日2010年2月24日 申请日期2009年9月4日 优先权日2009年9月4日
发明者张荣华, 朱玓瓅, 峰 许, 赵敬辉 申请人:艾默生网络能源有限公司