提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制装置的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于电能变换装置的交流-直流变换器技术领域，特别是一种提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制装置。
【背景技术】
[0002] 功率因数校正（Power Factor Correction, PFC)变换器可以减小输入电流谐波， 提高输入功率因数，已得到广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方 式来说，有源方式具有输入功率因数高、体积小、成本低等优点。
[0003] 有源功率因数校正技术（APFC)从80年代发展以来，各国学者从控制策略、电路拓 扑、小信号建模等角度进行了深入的研究，并取得了一系列的研究成果。就目前而言，APFC 技术新的一个研究热点是对PFC电路拓扑的研究。理论上任何一种DC/DC变流器拓扑都能 作为PFC变换器的拓扑，但就目前为止，传统的有源PFC还是广泛采用Boost拓扑。虽然 Boost PFC是一种提高功率因数、降低电流谐波的有效方式，但是在低压输入时的损耗大也 是制约其发展的瓶颈，而Buck PFC由于Buck电路自身降压的特性，使得输入输出电压较为 接近，可以使其在整个输入电压范围内都能保持较高的效率，另外，Buck PFC输出电压低、 共模EMI噪声小、无需浪涌限制器和主电感小等这些优点都使得Buck PFC逐渐成为功率因 数校正技术的一个研究热点。
[0004] 传统的DCM Buck PFC变换器每个开关周期的占空比相同，开关周期也是恒定的， 虽然控制简单、电感小、二极管没有反向恢复问题，但是存在电感电流峰值大、EMI差模特性 差、开关管导通损耗大、效率得不到优化的缺点。
【发明内容】
[0005] 本发明的目的在于提供一种能够在整个90V~264V AC输入电压范围内将PF值 提高至接近于1的高功率因数DCM Buck PFC变换器。
[0006] 实现本发明目的的技术解决方案为：一种提高DCM Buck PFC变换器PF值的控制 装置，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极 管整流电路RB、Buck电感Lb、开关管Qb、二极管Db、输出电容C。、负载R w，其中输入电压源νιη与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流 桥RB的输出负极为参考电位零点，整流桥RB的输出正极与开关管Qb的漏极连接，开关管 Qb的源极同时与二极管D b的负极和Buck电感L b的一端相连接，二极管D b的正极分别与整 流桥RB的输出负极、输出电容C。的负极和负载R ω的一端连接，Buck电感L b的另一端分别 与输出电容C。的正极和负载Rw的另一端连接，输出电容C。的负极和负载R 接的一端为 参考电位零点；
[0007] 所述控制电路采用变化规律为
的占空比的 输出信号驱动开关管Qb，其中，
[0009] 其中，V。为主功率电路的输出电压，Vni为主功率电路的输入电压峰值，ω为输入交 流电压的角频率，ω = 2 π flira，fliM为输入交流电压频率，t为时间，P。为输出功率，L Buck电感值，fs为开关频率，
[0010] 本发明与现有技术相比，其显著优点在于：（1)可以在整个90V~264V AC输入电 压范围内将PF值提高至接近于1，明显具有输入功率因数高，输出电压纹波小、开关管导通 损耗小、所需二极管应力减小等优点；（2)可使电感值增大，电感电流纹波减小，电感电流 有效值降低；（3)使开关管的电流有效值相应降低，变换器的导通损耗减小，变换器的效率 提尚。
【附图说明】
[0011] 图1是Buck PFC变换器主电路示意图。
[0012] 图2是一个开关周期内DCM Buck PFC变换器的电感电流、开关管电流波形图。
[0013] 图3是半个工频周期内DCM Buck PFC变换器的开关管电流波形图。
[0014] 图4是半个工频周期内标幺化后的输入电流波形。
[0015] 图5是PF值与vyv。的关系曲线。
[0016] 图6是PF值与M和a的关系曲面图
[0017] 图7是本发明的DCM Buck PFC变换器主功率电路结构及控制装置的结构图。
[0018] 图8是两种控制方式下的PF值对比。
[0019] 图9是两种控制方式下的瞬时输入功率标幺值。
[0020] 图10是两种控制方式下的输出电压纹波之比。
[0021] 图11是不同输入电压下的临界电感值。
[0022] 图12是两种控制方式下的电感电流有效值之比。
[0023] 上述图中的主要符号名称：Vin-电源电压，iin-输入电流，RB-整流桥，V g-整流后 的输出电压，iuT电感电流，Lb-电感，Qb-开关管，Db-二极管，C。-输出滤波电容，I。-输出 电流，Rui-负载，V。-输出电压，Vraf-输出电压反馈控制的基准电压，vEA-输出电压反馈控制 的误差电压信号输出，t_时间，ω-输入电压角频率，Vm-输入电压峰值，Vgs-开关管Q b的驱 动电压，Dy-占空比，Dy flt-拟合占空比，Ts-变换器开关周期，PF-功率因数，a-输入电压峰 值Vni与输出电压V。之比。
【具体实施方式】
[0024] 下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。
[0025] IDCM Buck PFC变换器的工作原理
[0026] 图1是Buck PFC变换器主电路。
[0027] 为了分析方便，先作如下假设：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其 直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。
[0028] 图2给出了 DCM时一个开关周期中的开关管电流和电感电流波形。当Qb导通时， Db截止，电感Lb两端的电压为vg- V。，其电流U由零开始以（vg- V。)/Lb的斜率线性上 升，vg给负载和储能电容C。供电。当Qb关断时，i 通过Db续流，此时L1JW端的电压为一 Hb以V yu的斜率下降，并且Ub可以在新的一周期开始前下降到零。
[0029] 不失一般性，定义输入交流电压Vin的表达式为
[0030] Vin=Vm sinω? (I)
[0031] 其中VdP ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。
[0032] 那么输入电压整流后的电压为
[0033] Vg= Vm · |sin〇t (2)
[0034] 在一个开关周期内，电感电流峰值Lb pkS
[0036] 其中Dy为占空比，Ts为开关周期。
[0037] 在每个开关周期内，Lb两端的伏秒面积平衡，BP
[0038] (Vg-V0)DyTs= V0DJs (4)
[0039] 其中V。为输出电压，Dr为电感电流下降到零所对应的占空比。
[0040] 由式⑵和式⑷可得：
[0042] 根据式（3)和式（5)，可以得到一个开关周期内流过开关管的平均值为：
[0044] 在采用Buck拓扑的情况下，只有在输入电压大于输出电压时开关管才开始承受 正向电压，才能够被触发导通，即电感电流（输入电流）存在死区，死区大小由输入输出电 压决定。虽然平均输入电流值不是完整的正弦波，但是只要合理设计输出电压，将电流谐 波限制在一定值以内，也能够达到了功率因数校正的目的。
[0045] 因此，输入电流i ιη为：
[0048] 当占空比化固定时，根据式（3)和式（6)可以画出半个工频周期内开关管的峰值 包络线和平均值的波形，如图3所示。从图中可以看出，此时开关管电流的平均值不再是正 弦形状，而是发生了畸变。
[0049] 为了便于分析输入电流的形状，将0~π时的输入电流进行标幺化，其基准值为
根据式（7)可以得到标么化后的输入电流表达式为：
[0052] 根据式⑶可以画出不同输入电压峰值与输出电压之比时，半个工频周期内输入 电流标幺值的波形，如图4所示。从图中可以看出，输入电流的形状只和VnAci有关，V nZVci越大，输入电流越接近于正弦。
[0053] 考虑输入电流的死区，由式（1)和式（7)可以求出变换器在半个工频周期内输入 功率的平均值Pin为：
[0055] 式中Tline是输入电压周期。
[0056] 假设变换器效率为100%，那么输入功率等于输出功率，即Pin= Pci。由式（9)可 得占空比Dy:
[0058] 由式（7)和式（9)可以求得PF值的表达式为：
[0060] 其中Iin ms为输入电流有效值，
[0061] 根据式（11)可以作出PF的曲