专利名称：正激变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及变换器技术领域，特别涉及一种正激变换器。
背景技术：
正激变换器一般包括 LCD(Inductance-Capacitance-Diode，电感-电容-二极 管)正激变换器、RCD (Resistance-Capacitance-Diode,电阻-电容-二极管)正激变换器 及有源钳位变换器。LCD正激变换器结构简单，但是其成本略高，占空比小于50%，钳位电 路的损耗低；主开关管的损耗大，无明显效率优势。RCD正激变换器结构简单，成本低廉，其 占空比小于50%，但是其钳位电阻的功耗大，温升高；且变压器漏感可导致功耗上升，开关 管Ql的电压应力增大，效率不高。有源钳位变换器的占空比可以达到50%以上，效率较高， 但是成本高，控制复杂，尤其在开关机及负载跳变时，可靠性低于RCD和LCD正激变换器。综上所述，现有的RCD和IXD正激变换器结构简单，成本低廉，但是其占空比均不 大于50%。而有源钳位变换器因成本和可靠性应用受到限制。
发明内容
本发明的发明目的之一是解决正激变换器的占空比，提高正激变换器的转换效率 而提出的一种正激变换器。本发明正激变换器包括变压器，开关管、整流单元、第一 RCD电路及第二 RCD电路， 其中开关管与变压器原边绕组串联后与输入电压两端连接，整流单元与变压器副边绕组连 接，第一 RCD电路与变压器原边绕组并联，吸收开关浪涌或输入电压突变时产生的能量；第 二 RCD电路分别与变压器原边绕组及第一 RCD电路并联，在每一工作周期实现变压器的磁 复位。优选地，上述第二 RCD电路包括第二电阻、第二电容及第二二极管，其中第二二极 管与第二电阻并联后，再与第二电容串联，所述第二二极管的正极分别与变压器原边绕组 的一端及所述开关管的漏极连接，所述变压器原边绕组的另一端与第二电容串联；开关管开通，输入电压对第二电容进行充电；开关管断开，变压器励磁电感对第二 电容先充电至复位电压，然后进行放电，其放电电流通过第二电阻反向流经变压器原边绕 组，变压器完成磁复位。优选地，上述第一 RCD电路包括第一电阻、第一电容及第一二极管，其中第一电阻 与第一电容串联后，再与第一二极管串联，第一二极管的正极分别与变压器原边绕组的一 端及开关管的漏极连接，变压器原边绕组的另一端与第一电阻及第一电容串联。优选地，上述开关管的漏极与变压器原边绕组连接，源极与输入电压的负输入端 连接，基极与开关管驱动电路连接。优选地，上述开关管驱动电路为PWM控制电路。优选地，上述整流单元为半波整流电路、全波整流电路、全桥整流电路中的一种。本发明正激变换器通过第一 RCD电路及第二 RCD电路的设计，使得该正激变换器的占空比最高可达63%，而且采用简单的电路实现了正激变换器的低功耗，高可靠性。
图1是本发明的一个实施方式中正激变换器的电路结构示意图；图2至图6是上述实施方式的一个实施例中正激变换器的工作模式示意图；图7是上述实施方式的一个实施例中正激变换器的开机浪涌过程中第一电容、第 二电容的工作波形图；图8是上述实施方式的一个实施例中正激变换器的开机浪涌后第一电容、第二电 容的工作波形图；图9是上述实施方式的一个实施例中正激变换器的开关管、第一电阻、第二电阻 的功耗图；图10是图1所示正激变换器电路工作时的主要电参数波形图；图11是现有技术中RCD正激变换器的电路结构示意图；图12是图11所示正激变换器电路的功耗图。本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。
具体实施例方式应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。参照图1，提出了本实用新型第一实施例的正激变换器的电路结构。该正激变换器 包括变压器TXl、开关管Q1、第一 RCD电路10、第二 RCD电路20及整流单元30。其中，开关 管Ql与变压器TXl原边绕组串联后，再与输入电压Vin两端连接。整流单元30与变压器 TXl副边绕组连接。第一 RCD电路10与变压器TXl原边绕组并联，吸收开关浪涌或输入电 压突变时产生的能量，构成电压相对稳定的恒压源；第二 RCD电路20分别与变压器TXl原 边绕组及第一 RCD电路10并联，在每一工作周期实现变压器TXl的磁复位。上述第一 RCD电路10包括第一电阻Rl、第一电容Cl及第一二极管Dl。其中，第 一电阻Rl与第一电容Cl并联后，再与第一二极管Dl串联。第一二极管Dl的正极分别与 变压器原边绕组的一端及开关管Ql的漏极连接。变压器TXl原边绕组的另一端分别与第 一电阻Rl及第一电容Cl串联。开关管Ql的源极与输入电压Vin的负输入端连接，基极与 开关管驱动电路连接。该开关管驱动电路优选为PWM控制电路，开关管Ql可以根据PWM控 制电路产生的PWM控制信号处于导通或截止状态。上述实施例中，PWM控制电路可以为产生变化占空比的PWM控制信号，通过采样正 激变换器的输出电压，并根据变换器的输出电压而产生动态的PWM控制信号，以调整正激 变换器的输出。上述第二 RCD电路20包括第二电阻R2、第二电容C2及第二二极管D2。其中，第 二二极管D2与第二电阻R2并联后，再与第二电容C2串联。第二二极管D2的正极分别与 变压器TXl原边绕组的一端及开关管Ql的漏极连接。变压器TXl原边绕组的另一端与第 二电容C2串联。上述实施例中，整流单元30包括整流管D3、续流管D4、第三电容C3及电感L2组 成的半波整流电路。该整流单元30也可以为全波整流电路或全桥整流电路。
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需要说明的是，图1中的等效电容Cr为开关管Ql的Coss电容、变压器TXl副边 的整流管D3反射至原边的电容及变压器TXl寄生电容的总和。第一电阻Rl的阻值远大于 第二电阻R2的阻值，第一电容Cl的容值远大于第二电容C2的容值。下面就一个开关周期，对图1所示的正激变换器的工作原理进行分析，其工作波 形参照图10:(1)、变压器TXl原边向副边传输能量(其等效电路见图2)正激变换器开机时，t0时亥lj，开关管Ql导通。一方面，变压器TXl原边承受输入电 压Vin，且变压器TXl原边的输入电流Iin逐渐增大，该输入电流Iin为变压器TXl副边绕 组电流折算到原边的电流Ip及变压器TXl铁芯产生的励磁电流Im之和；另一方面，输入电 压Vin对第二电容C2充电，使得第二电容C2的电压为上正下负，并且该第二电容C2两端 的稳定电压等于输入电压Vin。同时，变压器TXl副边的整流管D3导通，续流管D4截止。 变压器TXl原边向副边传输能量，产生输出电压Vout。由图7可以看出，开关管Ql导通之前，第一电容Cl两端的电压V-Cl —直稳定在 钳位电压300V上。开关管Ql导通后，第二电容C2两端的电压V-C2随着开关管Ql两端的 电压Vds逐渐上升并趋于稳定，且第一电容C2两端的电压值低于开关管Ql两端的电压值。(2)变压器输入电流Iin为等效电容Cr充电(其等效电路见图3)、时刻，开关管Ql断开，变压器TXl原边的输入电流Iin为等效电容Cr充电，开 关管Ql两端的电压Vds急剧上升。此时，变压器TXl副边绕组电流折算到原边的电流Ip 不变，而励磁电流Im继续增大，但增大速率逐渐降低。(3)变压器副边续流(其等效电路见图4)、至、时刻，等效电容Cr，Cl，和C2充电趋于稳定，即开关管Ql两端的电压Vds 达到最大值，变压器TXl副边绕组电流折算到原边的电流Ip也逐渐下降至零。同时，变压 器TXl副边的整流管D3截止，续流管D4导通，为变压器TXl副边电路续流。变压器TXl原边励磁电流Im为第一电容Cl、第二电容C2充电(其等效电路见图 5)开关管Ql两端的电压Vds已经达到第一二极管Dl、第二二极管D2的导通电压，第 一二极管Dl、第二二极管D2导通，则变压器TXl原边的励磁电流Im则为第一电容Cl、第二 电容C2充电。第一电容Cl的容值远大于第一电容C2的容值，第一电阻Rl的阻值远大于第二电 阻R2的阻值。所以，在开关浪涌过程或输入电压突变过程中，第一 RCD电路10吸收的能量 比第二 RCD电路20吸收的能量多。变压器TXl原边绕组产生的励磁电流Im经过第一二极管Dl给第一电容Cl充电， 使得第一电容Cl两端的电压逐渐趋于稳定，此时变压器TXl原边绕组的电压被钳位在第一 电容Cl两端的电压V-Cl。由图8所示，该第一电容Cl两端的钳位电压约为300V。同时，原边励磁电流Im经过第二二极管D2给第二电容C2充电，并经零点后反向 充电至复位电压。由图8可知，在Ql导通时，该第二电容C2两端的电压方向与第一电容Cl 两端的电压方向相反，即电压方向为上负下正，并等于负的输入电压Vin，约为-420V。(4) t2至t3时刻，变压器磁复位(其等效电路见图6)第二电容C2的放电电流通过第二电阻R2反向经过变压器TXl原边绕组，使得该变压器TXl可以工作在1-3象限，并实现变压器TXl的磁复位。(5) t3至t4时亥lj，当第二电容C2经过放电后开关管Ql两端的电压Vds等于Vin或 略低于Vin时，变压器TXl完成磁复位，之后开关管Ql导通，进入下一个开关周期。通过上述分析，该变压器TXl可以工作在1-3象限，而且该开关管Ql的关断电压 为零电压，开通电压为输入电压Vin或略低于Vin，从而使得开关管Ql的电压应力等于或略 低于输入电压Vin。当开关浪涌或过电压时，第一 RCD电路10可以吸收大量的能量，以保证 电路中的电子元件免于损坏。第二 RCD电路20则通过第二电容C2的正反向充放电过程， 进一步实现了变压器的磁复位。而且，该第二 RCD电路还可以根据输入电压Vin和占空比 的变动，动态调整双RCD电路的钳位电压。参照图9，可知第二电阻R2仅在开关管Ql开通时有损耗，均值为1. 62W。第一电 阻Rl在开关管Ql开通和关断时均有损耗，且均值为3. 2W。开关管Ql开通时的损耗较关断 时的损耗大，其损耗均值为2. 58W。因此，本实施例中的开关管Q1、第一电阻Rl和第二电阻 R2的总功率为7. 4W。参照图11、图12，在同等条件下，图11所示的正激变换器的总功耗为10. 44W，比 本实施例中正激变换器的总功耗多4. 26W。其中，第一电阻Rl的损耗均值为7. 23W，开关管 Ql开通时的损耗较关断时的损耗小，其损耗均值为3. 24W。综上所述，本发明正激变换器相对于现有技术中的正激变换器具有以下优势1、可扩大占空比该正激变换器中的开关管Ql的占空比可以增大，最高可达到 63% ；2、延长输出保持时间，降低了开关管Ql的电压应力，延长了开关管Ql的使用寿 命；3、效率高，功耗小现有技术中的正激变换器的RCD和开关管Ql产生的功耗比本 发明的正激变换器的双RCD和开关管Ql产生的功耗高57% ；4、电路简单，成本低廉。以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用 本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关 的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。
权利要求
1.一种正激变换器，其特征在于，包括变压器、开关管、整流单元、第一 RCD电路及第二 RCD电路，其中开关管与变压器原边绕组串联后与输入电压两端连接，整流单元与变压器副 边绕组连接，第一 RCD电路与变压器原边绕组并联，吸收开关浪涌或输入电压突变时产生 的能量；第二 RCD电路分别与变压器原边绕组及第一RCD电路并联，在每一工作周期实现变 压器的磁复位。
2.如权利要求1所述的正激变换器，其特征在于，所述第二RCD电路包括第二电阻、第 二电容及第二二极管，其中第二二极管与第二电阻并联后，再与第二电容串联，所述第二二 极管的正极分别与变压器原边绕组的一端及所述开关管的漏极连接，所述变压器原边绕组 的另一端与第二电容串联；开关管开通，输入电压对第二电容进行充电；开关管断开，变压器励磁电感对第二电容 先充电至复位电压，然后进行放电，其放电电流通过第二电阻反向流经变压器原边绕组，变 压器完成磁复位。
3.如权利要求2所述的正激变换器，其特征在于，所述第一RCD电路包括第一电阻、第 一电容及第一二极管，其中第一电阻与第一电容串联后，再与第一二极管串联，所述第一二 极管的正极分别与变压器原边绕组的一端及所述开关管的漏极连接，所述变压器原边绕组 的另一端分别与第一电阻及第一电容串联。
4.如权利要求1至3中任一项所述的正激变换器，其特征在于，所述开关管的漏极与变 压器原边绕组连接，源极与输入电压的负输入端连接，基极与开关管驱动电路连接。
5.如权利要求4所述的正激变换器，其特征在于，所述开关管驱动电路为PWM控制电路。
6.如权利要求1至3中任一项所述的正激变换器，其特征在于，所述整流单元为半波整 流电路、全波整流电路、全桥整流电路中的一种。
全文摘要
本发明涉及一种正激变换器，旨在扩大正激变换器的占空比，并保证其稳定性。该正激变换器包括变压器、开关管、整流单元、第一RCD电路及第二RCD电路，其中开关管与变压器原边绕组串联后与输入电压两端连接，整流单元与变压器副边绕组连接，第一RCD电路与变压器原边绕组并联，吸收开关浪涌或输入电压突变时产生的能量；第二RCD电路分别与变压器原边绕组及第一RCD电路并联，在每一工作周期实现变压器的磁复位。整流单元为半波整流电路、全波整流电路、全桥整流电路中的一种。本发明正激变换器通过第一RCD电路及第二RCD电路的设计，使得该正激变换器的占空比最高可达63％，而且采用简单的电路实现了正激变换器的低功耗，高可靠性。
文档编号H02M3/335GK102005931SQ20101014177
公开日2011年4月6日 申请日期2010年4月8日 优先权日2010年4月8日
发明者吴智, 段卫垠 申请人:深圳市航嘉驰源电气股份有限公司