专利名称：开关电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及供给直流稳定电压的开关电源装置。
背景技术：
在供给图像引擎或CPU等的数字信号处理LSI的电源电压的DC/DC转换器中，针对动态变动的数字负载，要求极力抑制输出电压的变动宽度的高负载响应性能，但是，在为了对输出电压与基准电压进行比较而搭载了误差放大器的DC/DC转换器中，该误差放大器成为延迟要素的主要原因，具有负载响应性能恶化的问题。因此，提出并广泛使用如下的 PFM(频率调制)控制的纹波转换器通过不搭载作为延迟要素的主要原因的误差放大器， 来提高针对数字负载要求的负载响应性能。传统的PFM纹波转换器是检测输出电压的纹波电压来进行控制的方式，因而为了得到充分的纹波信号，输出电容器需要ESR(Equivalent Series Resistance 等效串联电阻)大的电解电容器等，妨碍了系统的小型化。近年来，如作为现有技术的一例示出的专利文献1、2那样，大量提出如下的产品并实现了产品化在反馈电压或基准电压侧叠加假设基于ESR的纹波后的斜波信号，从而即使在使用ESR小的陶瓷电容器作为输出电容器的情况下，也能稳定动作。图13是示出包括专利文献1、2记载的内容的现有的开关电源装置的结构的电路图。并且，图14是示出现有的开关电源装置的动作的时序图。参照这些图，对采用一般的导通宽度固定型的纹波控制方式的开关电源装置的动作进行说明。另外，在专利文献1、2 中均公开了在反馈信号中叠加斜波信号的方式，但是，该方式在动作上与在基准电压中叠加斜波信号的方式等效，因此，为了简化此后的说明，变更成在基准电压中叠加斜波信号的方式进行说明。在图13中，斜波发生器18生成假设ESR的纹波信号后的斜波信号，并将其输出到叠加电路3。叠加电路3生成使第1基准电压REF叠加了具有正斜率的斜波信号后的第2 基准电压REF2，将其输出到反馈比较器4的非反转输入端。另一方面，反馈电压FB被输出到反馈比较器4的反转输入端。该反馈电压FB是通过反馈分压电阻16、17对输出电压Vout进行了分压后的电压。当反馈电压FB低于第2 基准电压REF2时，反馈比较器4立即向单触发电路fe输出FB_TRG信号。单触发电路fe接收由反馈比较器4输出的FB_TRG信号，生成恒定时间宽度的0N_ TRG信号，将其输出到导通定时器7b的Set端子。另一方面，前馈电路6b对输入电压Vin和输出电压Vout进行检测，生成与Vin成正比且与Vout成反比的前馈信号Iton，将其输出到导通定时器7b的Adj端子，使得即使输入电压Vin和输出电压Vout的设定变化，也维持恒定的开关频率。导通定时器7b将由单触发电路fe输出的0N_TRG信号作为触发，向驱动逻辑8输出与前馈信号Iton对应的Ton信号。前馈信号Iton越大，Ton信号的时间宽度就越窄。
驱动逻辑8根据由导通定时器7b输出的Ton信号，输出高边驱动器9的驱动信号
3Hon和低边驱动器10的驱动信号Lon，与此同时，利用SW信号检测再生期间结束而流过电感器13的电流IL的极性反转的情况，将驱动信号Lon从High (高)切换为Low (低)，使低边MOSFET 12截止，防止电感器电流IL的过大逆流，从而具有防止产生无用损失的功能。高边驱动器9根据由驱动逻辑8输出的Hon信号，驱动高边MOSFET 11的栅极，从而经由电感器13向输出电容器14和输出负载15供给能量。低边驱动器10根据由驱动逻辑8输出的Lon信号，驱动低边MOSFET 12的栅极，在高边MOSFET 11截止后的电感器电流IL的再生期间，使低边MOSFET 12导通，从而降低导通损失。这样，在图13所示的现有的开关电源装置中，通过上述一连串的动作，在输出负载电流Iout从轻负载骤变到重负载而使输出电压Vout降低时，立即使高边MOSFET导通，从而实现高负载响应性，而且可实现在传统的纹波控制方式中无法实现的输出电容器的陶瓷电容器化。专利文献1美国专利第6583610号说明书专利文献2日本特开2008_7沘91号公报但是，专利文献1、2所示的在反馈电压FB或基准电压REF中叠加恒定斜率的斜波信号的方式具有如下缺点在输出负载电流Iout变化而开关频率变化时，斜波信号的振幅变化，与此相伴，输出电压Vout也发生变动，作为DC/DC转换器的重要特性的负载调节恶化。具体而言，使用图14所示的时序图进行说明。当输出负载电流Iout从重负载骤变为轻负载时，输出电压Vout瞬间上升。之后，输出电压Vout随着时间经过而降低，在反馈信号FB低于叠加有斜波信号的第2基准电压REF2的顶点电位时，单触发电路fe输出导通触发信号0N_TRG。由此，虽然高边MOSFET 11导通，但是输出负载电流Iout越少，高边MOSFET 11的导通定时就越迟。即，输出负载电流Iout越少，高边MOSFET 11的开关频率就越低。当开关频率降低时，在第1基准电压REF中叠加的斜波信号的振幅增加，因而第2基准电压REF2成为比重负载时大的值。结果，负载调节特性恶化。如图14所示，在从轻负载变化为重负载的情况下，输出电压Vout也骤降，之后也不恢复，因而可以说在轻负载时和重负载时具有大的电压差，很难说负载调节特性良好。为了改善负载调节，需要减小在第2基准电压REF2中叠加的斜波振幅量，但是该情况下的开关电源装置要求小型化，因而使用陶瓷电容器等的低ESR的电容器作为输出电容器时，再次出现动作不稳定的问题。
发明内容
本发明的课题在于，解决上述现有技术的问题，提供一种即使在利用ESR小的输出电容器的情况下也能稳定动作且负载调节特性良好的开关电源装置。为了解决上述课题，本发明涉及的开关电源装置的特征在于，该开关电源装置具有高边开关，其与输入电压连接；斜波信号生成部，其生成与所述高边开关的开关频率同步的斜波信号；振幅信号生成部，其生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅对应的振幅信号；叠加电路，其生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅和频率对应的具有正斜率的第2斜波信号，并且，使所生成的第2斜波信号与第1基准电压叠加而生成叠加信号；控制部，其将由所述叠加电路生成的叠加信号和大小与输出电压对应的反馈信号进行比较，控制导通定时以使在所述反馈信号低于所述叠加信号的情况下所述高边开关导通，并且，根据由所述振幅信号生成部生成的振幅信号、所述输入电压和所述输出电压，控制所述高边开关的导通宽度；以及重负载骤变检测部，其根据由所述叠加电路生成的叠加信号和所述反馈信号检测从轻负载变化到重负载的情况，并且，在检测到的时候控制成扩大所述高边开关的导通宽度。根据本发明，可提供一种即使在利用ESR小的输出电容器的情况下也能稳定动作且负载调节特性良好的开关电源装置。
图1是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置的结构的电路图。图2是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的斜波发生器的详细结构的电路图。图3是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的叠加电路的详细结构的电路图。图4是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的采样保持电路的详细结构的电路图。图5是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的前馈电路的详细结构的电路图。图6是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的触发电路的详细结构的电路图。图7是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的导通定时器的详细结构的电路图。图8是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的重负载骤变检测电路的详细结构的电路图。图9是示出假定在本发明的实施例1的形式的开关电源装置中没有重负载骤变检测电路的情况下的结构的电路图。图10是示出假定在本发明的实施例1的形式的开关电源装置中没有重负载骤变检测电路的情况下的动作的时序图。图11是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置的动作的时序图。图12是示出本发明的实施例2的形式的开关电源装置的结构的电路图。图13是示出现有的开关电源装置的结构的电路图。图14是示出现有的开关电源装置的动作的时序图。标号说明1 第1反馈控制电路；2 第2反馈控制电路；3、3b 叠加电路；4 反馈比较器；5a 单触发电路；5b 触发电路；6 前馈电路；7 导通定时器；8 驱动逻辑；9 高边驱动器；10 低边驱动器；11 高边MOSFET ；12 低边MOSFET ；13 电感器；14 输出平滑电容器；15 输出负载；16、17 反馈电阻；18 斜波发生器；19 采样保持电路；20 误差放大器；21 相位补偿电阻；22 相位补偿电容器；23 重负载骤变检测电路；24,25,27 开关；28 反相电路；31、31b :NPN 晶体管；32,32b :PNP 晶体管；33,33b 电阻；34、34b、35、35b =NchMOSFET ；36、37 =PchMOSFET ；38,38b 电阻；51 “与”电路；52 单触发电路；53 定时电路；61、62、63 电压电流转换电路；64、65 除法电路；71 电容器；72 比较器；73 “与”电路；74 单触发电路；75 反相电路；76 开关；181 单触发电路；182 反相器；183 =PchMOSFET ；184 电容器；191 缓冲电路；192 开关；193 电容器；231 比较器；232 电阻；233 电容器；234 缓冲电路；235 反相电路；236 :SR触发器；237 “与”电路；238 反相电路；239 电阻；240 电容器；II、12、1 恒流源；Vin 输入电压；Vout 输出电压；V2 下限钳位电压。
具体实施例方式以下，根据附图详细说明本发明的开关电源装置的实施方式。实施例1以下，参照
本发明的实施例。首先，说明本实施方式的结构。图1是示出本发明的实施例1的开关电源装置的结构的电路图。另外，在图1中，用与所述标号相同的标号示出与图13中的现有装置的结构要素相同或等同的结构要素，省略重复的说明。如图1所示，该开关电源装置由第1反馈控制电路1、第2反馈控制电路2、叠加电路3、高边MOSFET 11、低边MOSFET 12、电感器13、输出平滑电容器14、输出负载15、反馈电阻16、反馈电阻17、重负载骤变检测电路23以及开关M构成。并且，第1反馈控制电路1由反馈比较器4、触发电路恥、前馈电路6、导通定时器7、驱动逻辑8、高边驱动器9以及低边驱动器10构成。而且，第2反馈控制电路2由斜波发生器18、采样保持电路19、误差放大器20、相位补偿电阻21以及相位补偿电容器22构成。S卩，本实施例的开关电源装置与图13所示的现有的开关电源装置的不同之处在于，具有第2反馈控制电路2、重负载骤变检测电路23以及开关M。高边MOSFET 11对应于本发明的高边开关，漏极端子与输入电压Vin连接。并且，高边MOSFET 11的源极端子与低边MOSFET 12的漏极端子连接，并且，经由电感器13与输出负载15连接。即，本实施例的开关电源装置通过高边MOSFET 11和低边MOSFET 12的开关动作，将输入电压转换成预定电压而提供给输出负载15。作为主要回路的第1反馈控制电路1针对输出负载15从轻负载骤变为重负载的情况等动态变化的负载，高速进行动作而不经由误差放大器，由此，发挥将输出电压Vout的变化宽度抑制为最小限度的作用。与此相对，作为次要回路的第2反馈控制电路2检测由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅，对高边MOSFET 11的导通宽度进行最佳控制，以使该振幅恒定而不依赖于输出负载电流lout，从而使开关频率Fsw保持恒定。结果，相对于静态的负载变动，第2基准电压REF2的峰值电压始终保持恒定，因而能够大幅改善现有技术的问题即负载调节特性而不会牺牲控制稳定性。斜波发生器18对应于本发明的斜波信号生成部，生成与高边开关的开关频率同步的斜波信号(Ramp)。图2是示出本实施例的开关电源装置中的斜波发生器18的详细结构的电路图。如图2所示，斜波发生器18由单触发电路181、反相器182、PchMOSFET 183、电容器184、恒定电流Il以及下限钳位电压V2构成。
单触发电路181接收由驱动逻辑8输出的驱动信号Hon，在将Hon切换为High时， 使PchMOSFET 183导通例如IOOns左右的极短期间。由此，电容器184瞬时充电到电源电压 REG。之后，当PchMOSFET 183截止后，通过恒定电流Il逐渐放出蓄积在电容器184中的电荷。结果，斜波发生器18可生成假设ESR的纹波信号后的斜波信号，将所生成的斜波信号输出到叠加电路3和采样保持电路19。叠加电路3生成与由斜波发生器18生成的斜波信号(图1中的Ramp)的振幅和频率对应的具有正斜率的第2斜波信号，并且，使所生成的第2斜波信号与第1基准电压 (图1中的REF 0. 5V)叠加而生成叠加信号(图1中的REF2)。另外，第1基准电压根据开关25的动作，在REF(0. 5V)和REFa(0. 5IV)之间切换，然而这里假定选择REF(0. 5V)。图3是示出本实施例的开关电源装置中的叠加电路3的详细结构的电路图。叠加电路 3 由 NPN 晶体管 31、PNP 晶体管 32、电阻 33、NchMOSFET 34、35、PchM0SFET36、37、电阻 38以及恒流源12构成。通过由NPN晶体管31和PNP晶体管32实现的缓冲电路对由斜波发生器18生成的斜波信号进行阻抗转换，向PNP晶体管32的发射极输出电压电平与斜波信号大致相同的Ramp2信号。因此，在电阻33的两端产生REG-Ramp2的电位差，生成与斜波信号的变化对应的电流信号13。该电流信号13经由由NchMOSFET 34、35实现的电流镜电路以及由 PchMOSFET 36、37实现的电流镜电路被输出到电阻38，从而进行电压转换。由此，叠加电路3在电阻38的高电位侧端子中，使与斜波信号对应的具有正斜率的第2斜波信号与直流稳定电压即第1基准电压REF叠加，生成第2基准电压REF2 (对应于本发明的叠加信号)，将其输出到反馈比较器4的非反转输入端子。设置在第2反馈控制电路2内的采样保持电路19、误差放大器20、相位补偿电阻 21以及相位补偿电容器22对应于本发明的振幅信号生成部，生成与由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅对应的振幅信号(图1中的Comp)。采样保持电路19保持由斜波发生器18生成的斜波信号的谷电压。图4是示出本实施例的开关电源装置中的采样保持电路19的详细结构的电路图。如图4所示，采样保持电路19由缓冲电路191、开关192以及电容器193构成。缓冲电路191输出对斜波信号进行了阻抗转换后的信号，按照斜波信号成为谷电压的定时，根据导通定时器7的采样信号Spl，使开关192导通恒定的采样时间，从而对电容器193进行充电。因此，在下一次采样期间到来之前的期间，电容器193保持斜波信号的谷电压值Valley。误差放大器20对应于本发明的误差放大器，将由采样保持电路19保持的谷电压 Valley与第2基准电压(图1中的VI)进行比较，生成与比较结果对应的误差放大信号并作为振幅信号Comp进行输出。即，误差放大器20将谷电压Valley与基准电压Vl进行比较，将由电阻21和电容器22进行了相位补偿后的振幅信号Comp输出到前馈电路6。第1反馈控制电路1对应于本发明的控制部，将由叠加电路3生成的叠加信号 REF2和大小与输出电压Vout对应的反馈信号FB进行比较，控制导通定时以使在反馈信号 FB低于叠加信号REF2的情况下高边开关导通，并且，根据由振幅信号生成部生成的振幅信号Comp、输入电压Vin和输出电压Vout，控制高边开关的导通宽度。
图5是示出本实施例的开关电源装置中的前馈电路6的详细结构的电路图。如图5所示，前馈电路6由电压电流转换电路61、62、63和除法电路64、65的组合构成。电压电流转换电路61通过对输入电压Vin进行电流转换来生成电流信号Ivin。并且，电压电流转换电路62通过对输出电压Vout进行电流转换来生成电流信号Ivout。同样，电压电流转换电路63通过对振幅信号(误差放大电压)Comp进行电流转换来生成电流信号Icomp0除法电路64将电流信号Ivin除以电流信号Ivout后的电流信号Ifw输出到后级的除法电路65。除法电路65生成电流信号Ifw除以电流信号Icomp后的电流信号I ton。该Iton的计算式由Iton = KXVin/(VoutXComp)给出。这里，K是将输入电压Vin、输出电压Vout、振幅信号Comp转换为电流信号时的转换系数，具有与电阻值成反比的量纲。这样，前馈电路6生成与输入电压Vin成正比且与输出电压Vout成反比的输出电流Iton，并将其输出到导通定时器7的Adj端子。通过前馈电路6的动作，第1反馈控制电路1控制高边MOSFET 11的导通宽度，以使开关频率恒定而不依赖于输入输出条件，而且使Iton具有与由第2反馈控制电路2输出的振幅信号(误差放大信号)Comp成反比的特性，从而控制高边MOSFET 11的导通宽度，以使斜波信号的谷电压Valley与基准电压Vl相等。第1反馈控制电路1具有前馈电路6，从而根据由振幅信号生成部输出的振幅信号(误差放大信号)Comp，控制高边开关即高边MOSFET 11的导通宽度，以使由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅维持预定值。反馈比较器4将反馈电压FB与第2基准电压REF2进行比较，在反馈电压FB低于第2基准电压REF2的峰值电压时，输出FB_TRG信号。触发电路恥根据由反馈比较器4输出的FB_TRG信号，生成0N_TRG信号，并将其输出到导通定时器7的设置Get)端子。图6是示出本实施例的开关电源装置中的触发电路恥的详细结构的电路图。如图6所示，触发电路恥由“与”电路51、单触发电路52以及定时电路53构成。当被输入了 FB_TRG信号时，单触发电路52处于设置状态，生成固定宽度的0N_TRG信号，将其输出到导通定时器7。当FB_TRG信号持续高电平的情况下，在来自导通定时器7的驱动逻辑控制信号Ton从High(高)切换到Low(低)之后，从定时电路53向“与”电路51输出低电平的信号，因而单触发电路52暂时处于重置状态。图7是示出本实施例的开关电源装置中的导通定时器7的详细结构的电路图。如图7所示，导通定时器7由电容器71、比较器72、“与”电路73、单触发电路74、反相电路75以及开关76构成。开关76根据由触发电路恥输出的0N_TRG信号，接通固定时间。开关76接通，从而电容器71瞬时放出所蓄积的电荷。由此，比较器72的逻辑输出电平为高(High)，单触发电路74输出固定时间的采样信号Spl。在基于单触发电路74的采样期间结束后，“与”电路73使输出信号即驱动逻辑控制信号Ton为高。之后，电容器71根据前馈电流信号Iton开始充电。当电容器71的电位达到阈值V2时，比较器72将输出电平切换为Low(低)，因而“与”电路73使驱动逻辑控制信号Ton为Low(低)。驱动逻辑8根据由导通定时器7输出的驱动逻辑控制信号Ton，输出高边驱动器9的驱动信号Hon、以及与该驱动信号Hon反相的低边驱动器10的驱动信号Lon。而且，驱动逻辑8根据SW电压检测电感器13的再生期间结束而流过电感器13的电流IL的极性反转的情况，将低边驱动信号Lon切换为Low (低)。由此，低边M0SFET12截止，因而开关电源装置抑制电感器电流IL的过大逆流，防止产生无用损失。高边驱动器9根据由驱动逻辑8输出的Hon信号驱动高边MOSFET 11的栅极，经由电感器13向输出电容器14和输出负载15供给能量。低边驱动器10根据由驱动逻辑8输出的Lon信号驱动低边MOSFET 12的栅极，在高边MOSFET 11截止后的电感器电流IL的再生期间使低边MOSFET 12导通，从而降低导通损失。重负载骤变检测电路23对应于本发明的重负载骤变检测部，根据由叠加电路3生成的叠加信号REF2和反馈信号FB检测从轻负载变化到重负载的情况，并且，在检测到的时候控制成扩大高边MOSFET 11的导通宽度。图8是示出本实施例的开关电源装置中的重负载骤变检测电路23的详细结构的电路图。如图8所示，重负载骤变检测电路23由比较器231、由电阻232和电容器233实现的延迟电路、缓冲电路234、反相电路235、SR触发器236、“与”电路237、由电阻239和电容器240实现的延迟电路以及缓冲电路238构成。当输出负载电流Iout是轻负载，振幅信号(误差放大信号)Comp低于阈值V3时， 比较器231输出High (高)，因而SR触发器236处于设置状态，向“与”电路237输出高电平的信号。之后，当输出负载电流Iout从轻负载骤变为重负载时，在反馈电压FB低于基准电压REF2期间，由反馈比较器4输出的FB_TRG信号持续高电平。当该高电平的持续时间持续在电阻239和电容器240生成的延迟时间以上时，缓冲电路238输出高电平的LTR_H信号。高电平的LTR_H信号通过导通开关对，强制使振幅信号(误差放大信号)Comp上升。换句话说，重负载骤变检测电路23在检测出从轻负载变化到重负载的情况下，强制使振幅信号Comp变化，以扩大高边M0SFET11的导通宽度。 当从缓冲电路238输出了高电平的LTR_H信号时，“与”电路237输出高电平的 REF_ADJ信号。由此，开关25切换成选择电压值比REF高1 2%的第2基准电压REi^u 另外，假定开关25是在被输入了高电平的信号的情况下选择0. 51V的REh，在被输入了低电平的信号的情况下选择0. 5V的REF的开关。即，重负载骤变检测电路23和开关25对应于本发明的基准电压控制部，根据重负载骤变检测电路23的检测结果和由振幅信号生成部生成的振幅信号Comp，控制第1基准电压的大小。由此，重负载骤变时的反馈控制的目标电压提高，可暂时提高负载响应性能。然后，说明上述构成的本实施方式的作用。最初，将焦点集中在第2反馈控制电路2的动作，为了简化说明，对不具有重负载骤变检测电路23的情况进行说明。图9是示出假定在本实施例的开关电源装置中没有重负载骤变检测电路23的情况下的结构的电路图，假定也没有关联的开关对、25这样的结构。在该情况下，参照图10说明通过将斜波信号的振幅控制为恒定而使负载调节特性大幅提高的机构。图10是示出假定在本实施例的开关电源装置中没有重负载骤变检测电路23的情况下的动作的时序图，电路结构如图9所示。在输出负载电流Iout是轻负载且恒定的状态下，通过采样保持电路19、误差放大器20以及前馈电路6的动作，控制成使斜波信号(Ramp)的谷电压Valley与基准电压Vl相等。然后，当输出负载电流Iout骤变为重负载时，伴随输出电压Vout的下降，反馈电压FB下降。当反馈电压FB为第2基准电压REF2以下时，根据反馈比较器4的比较结果，触发电路恥输出0N_TRG信号。以该0N_TRG信号为契机，高边M0SFET11立即导通。此时，由于斜波信号的谷电压Valley上升，因而在Valley和基准电压Vl之间产生误差。第2反馈控制电路2内的误差放大器20使振幅信号Comp上升并将其输出，以抵消该误差。与振幅信号Comp的上升成反比，前馈电路6的前馈电流Iton下降。由于前馈信号Iton下降，因而导通定时器7将Ton信号的时间宽度扩大来输出。结果，第1反馈控制电路1在高边MOSFET 11的导通宽度扩大的方向进行控制。即，第1反馈控制电路1根据由振幅信号生成部生成的振幅信号Cornp，在由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅小于预定值的情况下，控制成扩大高边开关即高边MOSFET 11的导通宽度。当高边MOSFET 11的导通宽度扩大时，开关频率下降，以便将根据输入电压Vin和输出电压Vout的比率大致决定的导通占空比保持恒定，结果，轻负载时的开关频率Fswl和重负载时的开关频率Fsw2被控制成相等。由此，由于斜波信号的谷电压Valley等于基准电压VI，因而重叠在第2基准电压REF2上的Δ REF的振幅也被控制成恒定而不依赖于负载电流lout (图10中所示的AREFl = Δ REF2)。反之，即使在反馈电压FB上升，斜波信号的谷电压Valley下降而在Valley和基准电压Vl之间产生误差的情况下，第2反馈控制电路2内的误差放大器20也使振幅信号Comp下降并将其输出，以抵消该误差。结果，第1反馈控制电路1在高边MOSFET 11的导通宽度缩小的方向进行控制。即，第1反馈控制电路1根据由振幅信号生成部生成的振幅信号Comp，在由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅是预定值以上的情况下，控制成缩小高边开关即高边MOSFET 11的导通宽度。当高边MOSFET 11的导通宽度缩小时，开关频率上升，结果，轻负载时的开关频率Fswl和重负载时的开关频率Fsw2被控制成相等。由此，由于斜波信号的谷电压Valley等于基准电压VI，因而重叠在第2基准电压REF2上的Δ REF的振幅也被控制成恒定而不依赖于负载电流lout。然后，具体参照图10的时序图来说明在输出负载电流Iout从轻负载骤变为重负载的情况下的高速负载响应动作。当输出负载电流Iout是轻负载时，为了防止开关频率下降，进行控制以使斜波信号(Ramp)的下限电压等于基准电压VI。结果，进行控制，以使振幅信号(误差放大信息)Comp下降，高边MOSFET 11的导通宽度缩小。在该状态下，当输出负载电流Iout骤变为重负载时，伴随输出电压Vout的下降，反馈电压FB也下降，当反馈电压FB低于基准电压REF2时，触发电路恥向导通定时器7输出0N_TRG信号，从而不经由误差放大器，使高边MOSFET 11瞬时导通。之后，输出电压Vout和反馈电压FB开始上升，在反馈电压FB低于基准电压REF2的期间，FB_TRG信号维持高电平。触发电路恥在FB_TRG信号持续输出了高电平时，将驱动逻辑控制信号Ton从High (高)切换到Low(低)，在高边MOSFET 11截止之后，通过定时电路53，暂时重置单触发电路52，立即输出下一周期的0N_TRG信号。因此，本实施例的开关电源装置可缩短低边MOSFET 12的导通宽度至IOOns左右，结果，导通占空比扩大，可提高负载响应性能。这样，针对负载骤变等的动态负载变动，作为主要回路的第1反馈控制电路高速进行反应而不经由误差放大器，从而将输出电压Vout的变化抑制为最小限度，反之，针对静态负载变化，使用误差放大器20进行控制以使斜波信号的振幅保持恒定，从而本实施例的开关电源装置可大幅改善作为现有问题的负载调节特性而不会牺牲控制的稳定性。不过，上述的开关电源装置由于不具有重负载骤变检测电路23等，因而在以下所示方面蒙受不利。即，当输出负载Iout从轻负载骤变为重负载时，高边MOSFET 11瞬时导通，但是，由于该导通宽度是根据由电阻21和电容器22进行了相位补偿后的误差放大器20的振幅信号(误差放大信号)Comp来决定的，因而控制有延迟，不能急速扩大高边MOSFET11的导通宽度。结果，由于导通占空比未如期待值那样扩大，因而如图10的时序图所示，不具有重负载骤变检测电路23等的开关电源装置具有的缺点是，在骤变为重负载时的输出电压Vout的下降量大。图11是示出本实施例的开关电源装置的动作的时序图，电路结构如图1所示。即，与图10的情况不同，图11所示的时序图示出在具有重负载骤变检测电路23的情况下的开关电源装置的动作。然后，具体参照图11的时序图来说明在输出负载电流Iout从轻负载骤变为重负载时的高速负载响应动作。当输出负载电流Iout是轻负载时，为了防止开关频率下降，进行控制以使斜波信号(Ramp)的下限电压等于基准电压VI。结果，进行控制，以使振幅信号(误差放大信息)Comp下降，高边MOSFET 11的导通宽度缩小。并且，当振幅信号(误差放大信息)Comp低于阈值V3时，比较器231通过输出高电平的信号，使SR触发器236处于设置状态，向“与”电路237进行输出。在该状态下，当输出负载电流Iout骤变为重负载时，伴随输出电压Vout的下降，反馈电压FB也下降，当反馈电压FB低于基准电压REF2时，触发电路恥向导通定时器7输出0N_TRG信号，从而不经由误差放大器，使高边MOSFET 11瞬时导通。之后，输出电压Vout和反馈电压FB开始上升，在反馈电压FB低于基准电压REF2的期间，FB_TRG信号维持高电平。触发电路恥在FB_TRG信号持续输出了高电平时，将驱动逻辑控制信号Ton从High (高)切换到Low(低)，在高边MOSFET 11截止之后，通过定时电路53，暂时重置单触发电路52，立即输出下一周期的0N_TRG信号。因此，本实施例的开关电源装置可缩短低边MOSFET 12的导通宽度至IOOns左右，结果，导通占空比扩大，可提高负载响应性能。而且，在超过由电阻239和电容器240决定的延迟时间，FB_TRG信号的高电平持续时，重负载骤变检测电路23将重负载骤变信号LTR_H从Low(低)切换到High (高)。因此，高电平的LTR_H信号通过导通开关M，强制使振幅信号(误差放大信号)Comp上升。由此，由于前馈电路6的电流输出Iton下降，因而由导通定时器7生成的高边MOSFET 11的导通期间被极端放大。同时，“与”电路237根据高电平的LTR_H信号生成高电平的REF_ADJ信号并将其输出。开关25根据输出的高电平的REF_ADJ信号，切换成暂时选择电压值比REF高1 2%左右的基准电压REi^a。另外，暂时选择基准电压REi^a的期间是根据由电阻232和电容器233决定的延迟时间来决定的。通过以上一连串动作，本实施例的开关电源装置在输出负载电流Iout从轻负载骤变为重负载时，不依赖于振幅信号(误差放大信号)Comp，强制使高边MOSFET 11的导通宽度和导通占空比扩大，因而可比以往提高负载响应性能，并且，使基准电压上升1 2% 左右并暂时提高反馈控制的目标电压，从而可进一步提高负载响应性能。如上所述，根据本发明的实施例1的形式涉及的开关电源装置，即使在利用ESR小的输出电容器的情况下，也能稳定动作，而且可实现良好的负载调节特性。S卩，本实施例的开关电源装置进行动作，以便伴随负载电流Iout的下降缩小高边 MOSFET 11的导通宽度，因而开关频率的负载电流Iout依赖性非常小。因此，重叠在电压 REF2上的AREF的振幅也被控制成恒定而不依赖于负载电流lout，结果，负载调节特性大巾畐提尚。而且，本实施例的开关电源装置进行控制，以使输出电压Vout大致恒定而与负载电流Iout的大小无关，可比现有装置大幅提高负载调节特性。并且，本实施例的开关电源装置在输出负载电流Iout从轻负载骤变为重负载时， 不依赖于振幅信号(误差放大信号)Comp，强制使高边MOSFET 11的导通宽度和导通占空比扩大，因而可提高负载响应性能，并且，使基准电压上升1 2%左右并暂时提高反馈控制的目标电压，从而可进一步提高负载响应性能。实施例2图12是示出本发明的实施例2的开关电源装置的结构的电路图。与图1所示的实施例1的开关电源装置的结构的不同之处在于，具有开关27而取代开关M。重负载骤变检测电路23在检测出从轻负载变化到重负载的情况下，控制第1反馈控制电路1的动作，以扩大高边MOSFET 11的导通宽度。具体地说，重负载骤变检测电路23 在检测出从轻负载变化到重负载的情况下输出高电平的LTR_H信号，经由反相电路观截止开关27。其它结构与实施例1相同，省略重复说明。然后，说明上述构成的本实施方式的作用。当输出负载电流Iout骤变为重负载， 超过由电阻239和电容器240决定的延迟时间，FB_TRG信号的高电平持续时，重负载骤变检测电路23将重负载骤变信号LTR_H从Low (低)切换到High (高)。因此，高电平的LTR_H 信号经由反相电路观截止开关27。由此，由于前馈电路6的电流输出Iton不被传递到导通定时器7，因而电容器71 不被充电，导通定时器7内的比较器72持续高电平的输出。结果，导通定时器7将驱动逻辑控制信号Ton固定为High(高)来输出，高边MOSFET 11的导通期间持续。其它结构与实施例1相同，省略重复说明。如上所述，根据本发明的实施例2的形式涉及的开关电源装置，可进一步扩大在重负载骤变时的高边MOSFET 11的导通期间，可获得与实施例1相同的效果。产业上的可利用性本发明的开关电源装置能够用作在需要稳定电力供给的电气设备等中使用的开关电源装置。
权利要求
1.一种开关电源装置，其特征在于，该开关电源装置具有高边开关，其与输入电压连接；斜波信号生成部，其生成与所述高边开关的开关频率同步的斜波信号；振幅信号生成部，其生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅对应的振幅信号；叠加电路，其生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅和频率对应的具有正斜率的第2斜波信号，并且，使所生成的第2斜波信号与第1基准电压叠加而生成叠加信号；控制部，其将由所述叠加电路生成的叠加信号和大小与输出电压对应的反馈信号进行比较，控制导通定时以使在所述反馈信号低于所述叠加信号的情况下所述高边开关导通，并且，根据由所述振幅信号生成部生成的振幅信号、所述输入电压和所述输出电压，控制所述高边开关的导通宽度；以及重负载骤变检测部，其根据由所述叠加电路生成的叠加信号和所述反馈信号检测从轻负载变化到重负载的情况，并且，在检测到的时候控制成扩大所述高边开关的导通宽度。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述重负载骤变检测部在检测出从轻负载变化到重负载的情况下，强制改变所述振幅信号以扩大所述高边开关的导通宽度。
3.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述重负载骤变检测部在检测出从轻负载变化到重负载的情况下，控制所述控制部的动作，以扩大所述高边开关的导通宽度。
4.根据权利要求1 3中的任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述开关电源装置具有基准电压控制部，该基准电压控制部根据所述重负载骤变检测部的检测结果和由所述振幅信号生成部生成的振幅信号，控制所述第1基准电压的大小。
5.根据权利要求1 4中的任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述控制部根据由所述振幅信号生成部生成的振幅信号，控制所述高边开关的导通宽度，使得由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅维持预定值。
6.根据权利要求1 5中的任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述控制部根据由所述振幅信号生成部生成的振幅信号，控制成在由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅小于预定值的情况下扩大所述高边开关的导通宽度，并且，控制成在由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅是预定值以上的情况下缩小所述高边开关的导通宽度。
7.根据权利要求1 6中的任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述振幅信号生成部具有采样保持电路，其保持由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的谷电压；以及误差放大器，其将由所述采样保持电路保持的谷电压与第2基准电压进行比较，生成与比较结果对应的误差放大信号并作为振幅信号进行输出。
全文摘要
本发明提供即使在利用ESR小的输出电容器的情况下也能稳定动作且负载调节特性良好的开关电源装置。开关电源装置具有高边MOSFET(11)，与输入电压连接；斜波发生器(18)，生成与高边MOSFET的开关频率同步的斜波信号；振幅信号生成部(2)，生成与斜波信号的振幅对应的振幅信号(Comp)；叠加电路(3)，生成与斜波信号的振幅和频率对应的具有正斜率的第2斜波信号，并使生成的第2斜波信号与第1基准电压叠加而生成叠加信号；第1反馈控制电路(1)，控制高边MOSFET的导通定时和导通宽度；重负载骤变检测部(23)，检测从轻负载变化到重负载的情况，并在检测到的时候控制成扩大高边MOSFET的导通宽度。
文档编号H02M3/158GK102377344SQ20111022295
公开日2012年3月14日 申请日期2011年8月4日 优先权日2010年8月5日
发明者中村胜 申请人:三垦电气株式会社