专利名称：用于磁共振成像系统的电源的制作方法
技术领域：
本实用新型一般涉及磁共振成像设备，以及更具体地涉及在磁共振成像设备中的电源装置。
背景技术：
用于成像系统的电源一般涉及如扫描室电源，已有技术的扫描室电源(SRPS)系统可包括某种形式的保护网路，其包括感测电压水平且完全关闭系统的电压传感器。三相输入电源给SRPS供应电力。进一步，每一相有三个MOSFET且因此要求最少三个电压传感器和精密模拟网络具有软件中断程序(software interrupt)以探测、通信及关闭成像系统。成像系统的性能取决于如在MOSFET之间广泛变化的雪崩击穿额定值的MOSFET特性。在动态接通期间，MOSFET基于输入电源的输入正弦波形的波上的点在跨接漏极到源极端子经历更高的电压水平。当其超过绝对最大电压额定规定或者最大雪崩电压规定时， MOSFET则通常失效。即使在相位损失状态下，SRPS中的MOSFET的失效也会发生，该相位损失状态是在向SRPS供应电力的三相电源中缺失单个相。控制电力一直是来源自三相中的一个。如果该相损失，那么控制电力则损失，其导致MOSFET无法进入接通状态。这导致MOSFET经受满水平供应电压。MOSFET在这些状态下能持续工作的能力完全取决于雪崩电压规定，其是 MOSFET的短时额定值。当跨接MOSFET的电压超过雪崩电压规定，MOSFET可失效，从而导致 SRPS的失效，因而引起在MR扫描中不必要的系统停机时间而导致患者不适。几个解决方案在之前的技术中已经被提出。该解决方案的一个描述了使用过电压传感器以及过电压模拟电路。然而，该过电压传感器和过电压模拟电路浪费了相当大的面板空间，而经济上是不利的。另一个已有技术描述了使用缓冲器电路以保护MOSFET免受过电压而关断。与使用缓冲器电路相伴的不利之处是缓冲器电路可防止MOSFET失效但不能防止系统停机时间。进一步，在已有技术的系统中，在由于跨接MOSFET的过电压而关断期间，由于关断损失而造成的功率耗散更高，要求MOSFET具有高功率耗散能力。这要求在散热片和 MOSFET中需要更高的投资。因此存在对于用于磁共振成像系统的、防止MOSFET失效且因而防止在MR扫描期间不必要的系统停机时间的电源的需要。
实用新型内容以上提到的缺点，不利之处以及问题通过本文来解决，其通过阅读以及理解了以下说明将可被理解。在一个实施例中，提供了用于静态抽头变换器变压器的电源。该电源包括配置成供应输入电压的整流器部分，与整流器部分耦合的闩锁电路部分，以及包括用于三相输入电源的每一相的三个抽头的抽头变换部分。该闩锁电路部分包括具有选定额定击穿电压的齐纳击穿电路，配置成当输入电压高于选定击穿电压时触发闩锁电路部分的运算放大器， 配置成产生抽头变换信号以及因而控制闩锁电路部分操作的栅控制装置以及与栅控制装置以及运算放大器耦合的半导体二极管。该半导体二极管被配置成提供抽头变换信号给运算放大器。进一步，在抽头变换部分的每个抽头包括被配置成基于来自齐纳击穿电路和栅控制装置的输出用作开关的单个M0SFET。在另一个实施例中，提供了一种包括扫描室电源的MRI系统。该扫描室电源包括闩锁电路部分，其包括具有选定额定击穿电压的齐纳击穿电路，与齐纳击穿电路耦合的运算放大器(该运算放大器配置成对于过电压状态闩锁)，用于给闩锁电路部分供应控制电力的栅控制装置以及与栅控制装置和运算放大器耦合的半导体二极管。该半导体二极管被配置成将来自栅控制装置的控制电力提供给运算放大器。具有变化范围的系统和方法在本文中被描述。除了在实用新型内容中所描述的方面以及优点，更多的方面和优点结合附图且参考下面详细的说明将变得清晰明了。
图1示出了在一个实施例中所描述的电源的框图；图2示出了在一个实施例中所描述的电源的示意电路图；图3示出了描绘在初始启动状态期间跨接MOSFET的电压的模拟结果的图形表示； 以及图4示出了显示在一个实施例中所描述的闩锁电路部分的效用的模拟结果的图形表示。
具体实施方式
在接下来的详细描述中，参考形成本文一部分的、以及在其中通过图示可被实践的具体实施例方式被示出的附图。这些实施例以充分的细节被描述以能使本领域的技术人员实践该实施例，并且应该理解的是，其他实施例可被使用以及可以做出逻辑的、机械的、 电的和其他的变化且未脱离该实施例的范围。接下来的详细描述因而不能在限制意义上被理解。本实用新型涉及用于磁共振成像(MRI)系统中的电源。该电源向MRI系统中的包括RF集线器和瞬态检测模块(TDM)的各个RF子系统提供电力。在使用MR系统实施扫描的期间，该电源确保对它们的供电处于它们所期望的运行的电压以及电流的指定范围内。本文中所描述的实施例改进了电源的可靠性且允许容错运行。相应地，在一个实施例中，如图1中所示，提供了用于静态抽头变换器变压器的电源100。该电源100包括配置成供应输入电压的整流器部分102，与整流器部分102耦合的闩锁电路部分104(闩锁电路部分104配置成对于过电压状态闩锁)以及与闩锁电路部分 104耦合的抽头变换部分106。包括单相二极管桥全波整流器(single-phase diode bridge full wave rectifier)的整流器部分102被配置成给电源部件供应三相输入电压。闩锁电路部分104包括具有所选定的额定击穿电压的齐纳击穿电路108，配置成在当输入电压高于所选定的击穿电压时的过电压状态期间触发闩锁电路部分104的运算放大器110，被配置成产生抽头变换信号以及因而控制闩锁电路部分104的操作的栅控制装置112以及与栅控制装置112和运算放大器110耦合的半导体二极管114。该半导体二极管114被配置成提供抽头变换信号给运算放大器110。抽头变换部分106包括用于三相输入电源每一相的三个抽头。进一步，每个抽头包括配置成基于来自齐纳击穿电路108和栅控制装置112的输出用作开关的单个M0SFET。 通常地，MOSFET基于输入电源以及输出负载调整的要求而接通和关断。当任一相的一个 MOSFET接通时，在同一相的其他抽头中的MOSFET经受对应于在抽头点之间出现的绕组两端感应压降的降低电压。图2描述了电源100前端示意图，描绘了包括三相输入电源的整流器部分102，容纳M0SFET204的抽头变换部分106以及闩锁电路部分104。闩锁电路部分104通过使用用作过电压保护电路(crowbar protection circuit)的齐纳击穿电路108在启动以及单相损失的动态状况下运行。MOSFET 204的漏极到源极端子跨接齐纳击穿电路108而连接。齐纳击穿电路108包括具有所选定的大约125伏(约10%的容差)的额定击穿电压的齐纳二极管202。齐纳二极管202被配置成当输入电压超过齐纳击穿电路108的选定额定击穿电压时导通。齐纳二极管202的额定电压确保齐纳击穿(即，齐纳二极管202的导通)在最大值137伏时发生。因此，齐纳二极管202将MOSFET 204的栅极箝位在最大值137伏以用于栅极保护，因而充分地保护MOSFET 204的功率晶体管免受由动态状态造成的电压尖峰的影响。这确保150伏的MOSFET 204的额定电压决不会被超过。齐纳二极管202还保护齐纳击穿电路108免受大于MOSFET 204的晶体管的雪崩击穿电压的负电压的影响。MOSFET 204的额定雪崩值限制了可应用于特定时间的最大电压。电阻器还可被用于在M0SFET204栅极提供RC时间常量或者滤波效应。这确保输入电压噪音将不会在正常运行下给MOSFET 204的栅极电压放电。运算放大器110被用于对于过电压状态闩锁。过电压状态指示了当输入电压超过齐纳击穿电路108的选定的额定击穿电压时的状态。在齐纳击穿电路108中的齐纳二极管 202在过电压状态期间击穿以及导通。运算放大器110包括正输入以及负输入。将来自齐纳击穿电路108的输出以及来自运算放大器110输出的反馈馈送至正输入。运算放大器 110的输出被反馈以确保一旦齐纳二极管202已经击穿则该闩锁被设定。栅控制装置112被配置成产生抽头变换信号以控制闩锁电路部分104的操作。所产生的抽头变换信号因而能接通MOSFET 204。在电源100内的半导体二极管114连接栅控制装置112的输出与运算放大器110的负输入。一旦驱动MOSFET 204的抽头变换信号出现，则执行此来重置闩锁电路部分104。当一旦栅驱动信号出现，存在过电压以及未闩锁时，闩锁电路部分104被触发。直到此时，闩锁电路部分104驱动与其连接的M0SFET204，确保在三相输入电源的每一相中的 MOSFET 204不经受过电压。进一步，当抽头变换信号从栅控制装置112出现以接通MOSFET 204以用于抽头变换，闩锁电路部分104由该同一信号被重置。图3示出了描绘根据电压上升比率在初始启动状态期间跨接MOSFET 204的电压的模拟结果的图形表示。达到栅-源电压水平的阈值电压所花费的时间指示了 MOSFET 204将必须在其两端耐受大约的正向电压的时间。栅极驱动器越快到达阈值电压，对M0SFET204的雪崩电压规定存在的要求就越少。结果中观察到达到Vgs阈值电压所用的时间根据指定给MOSFET 204的阈值电压容差从大约0. 6ms到1. 3ms变化。到达额定雪崩电压所用时间的模拟结果指示出根据其雪崩特性的MOSFET 204的正向电压耐受能力。这些结果指示出如果设计仅基于其额定雪崩值则MOSFET 204易于失效。以上提到的特征帮助维持跨接MOSFET 204的漏极到源极端子的电压水平在150 伏内。在动态状态期间(包括启动以及单相损失)，当MOSFET 204的电压超出它们的额定值时，闩锁电路部分104通过接通MOSFET 204以及因而给予负载降低额定值的电源且不切断电源100来保护MOSFET 204。这展示了最小容错性能，消除了系统关机时间以及因而能够连续扫描。图4示出描绘了闩锁电路部分104的效用的模拟结果的图形表示。电压VFl是如模拟示意图中所示的跨接MOSFET 204的漏极到源极端子的电压。在此示例性的实施例中， 最初该电压达到大约180V。MOSFET 204的电压规定是大约150V，具有指定额定雪崩值。这示出了如果栅源电压未出现(其可能在动态启动以及单相损失的状态下发生)，则MOSFET 204预计失效。电压VF2是闩锁电压。一旦闩锁电路部分104被接通，过电压状态则导致齐纳击穿。该齐纳击穿电压如图2中所示被传给运算放大器110的输入。闩锁电路部分104 确保运算放大器110的输出对于过电压状态闩锁。该状态持续到电压VF5变高(如图4中所示)为止。电压VF5代表当栅控制装置112给MOSFET 204接通/抽头变换信号而使其接通时的状态。这被馈送给运算放大器110的负输入，确保了闩锁电路部分104被解锁或者重置。在这之后，栅控制装置112将控制MOSFET 204的操作。在每一相中跨接三个MOSFET 204的电压被拉低至导通水平的电压(其少于5伏特)，即使当栅控制装置112是关断的也如此，其是在动态启动以及故障状态下的例子。因此电源100确保在故障状态下的最小容错运行。电源100可使用模拟部件或者数字部件或者其组合构造。进一步，尽管该实施例根据MOSFET被描述，然而有经验的技术人员应当理解其他电子装置(例如JFET以及IGBT) 也能被使用。如在各个实施例中描述的，经受高于齐纳击穿电压的电压的MOSFET被接通以确保跨接其他MOSFET的电压被降低至低于它们的电压规定的水平。如果相位损失发生在除供应控制电力给接通或者关断MOSFET的栅控制装置的相以外的一相中，闩锁电路部分确保在动态启动状态以及单相损失状态下抽头变换器变压器的最小容错运行。这能使在故障状态下允许电源的运行以及防止由于在电源中故障而造成的MR系统的任何停机时间。闩锁电路部分的使用消除了对过电压传感器以及过电压模拟电路的需要，因为闩锁电路部分防止MOSFET的漏极到源极端子经受比齐纳击穿电压更高的电压。缓冲器电路的需要被消除，因为跨接MOSFET的漏极到源极端子的电压被很好地维持在它的额定规定以下。本实用新型的实施例消除了使用具有额定雪崩值的MOSFET的需要，因为标准额定值的MOSFET就足够了。本文描述的电源有利于使用具有相比更少的功率耗散能力的M0SFET。这由于将跨接MOSFET的漏极到源极端子的电压限制在限值内而成为可能。在本实用新型的各个实施例中，用于磁共振成像系统的电源以及使用该电源的磁共振成像系统被描述。然而，该实施例并不是限制性的且可与不同的应用结合起来被实现。 本实用新型的应用能被延伸至其他领域，例如电力系统。本实用新型提供在电源单元中使用静态抽头变换器变压器的广的概念，其能适应于各种梯度产品以及要求改进可靠性的RF 子系统中，减少成本以及系统关机时间。该设计能进一步在各种形式以及说明中被实施且实现。此书面描述使用示例公开本文的主题，包括最佳模式，并且还能使本领域的任何技术人员制作和使用该主题。本主题的专利范围由权利要求所限定，且可包括本领域技术人员想到的其他示例。这些其他的示例如果具有与该权利要求书的字面语言无不同的结构单元，或者它们包括了与权利要求的字面语言无实质区别的等同结构单元则被规定为在该权利要求书的范围内。部件列表
权利要求1.一种用于静态抽头变换器变压器的电源(100)，包括整流器部分(102)，其被配置成供应输入电压；闩锁电路部分(104)包括具有选定额定击穿电压的齐纳击穿电路(108)；运算放大器(110)，其被配置成当输入电压高于选定击穿电压时触发闩锁电路部分 (104)；栅控制装置(112)，其被配置成产生抽头变换信号以及因而控制闩锁电路部分(104) 的操作；以及与栅控制装置(11 和运算放大器(110)耦合的半导体二极管(114)，半导体二极管 (114)被配置成提供抽头变换信号给运算放大器(110)；以及抽头变换部分(106)，其包括用于三相输入电源(100)的每一相的三个抽头，其中每个抽头包括被配置成基于来自齐纳击穿电路(108)和栅控制装置(112)的输出而用作开关的单个 MOSFET (204)。
2.如权利要求1所述的电源(100)，其特征在于，所述的整流器部分(102)包括单相二极管(114)桥式整流器。
3.如权利要求1所述的电源(100)，其特征在于，所述运算放大器(110)包括正输入与负输入，将来自所述齐纳击穿电路(10 的输出以及来自所述运算放大器110输出的反馈馈送至所述正输入，且将抽头变换信号通过所述半导体二极管(114)馈送至所述负输入。
4.如权利要求1所述的电源(100)，其特征在于，所述齐纳击穿电路(108)包括齐纳二极管(20 且所述齐纳二极管(20 被配置成当输入电压超过所述齐纳击穿电路(108)的选定额定击穿电压时导通。
5.如权利要求4所述的电源(100)，其特征在于，所述闩锁电路部分(104)在所述齐纳二极管Q02)导通之后被设置。
6.如权利要求5所述的电源(100)，其特征在于，所述闩锁电路部分(104)在所述运算放大器(110)处接收抽头变换信号之后被重置。
7.如权利要求5所述的电源(100)，其特征在于，所述MOSFET(204)的漏极到源极端子跨接所述齐纳击穿电路(108)而连接。
8.如权利要求7所述的电源(100)，其特征在于，所述MOSFET(204)在所述齐纳二极管 (202)导通之后被接通。
专利摘要在一个实施例中，提供了用于静态抽头变换器变压器的电源(100)。该电源(100)包括被配置成供应输入电压的整流器部分(102)，与整流器部分(102)耦合的闩锁电路部分(104)，以及包括用于三相输入电源(100)的每一相的三个抽头的抽头变换部分(106)。该闩锁电路部分(104)包括具有选定额定击穿电压的齐纳击穿电路(108)，被配置成当输入电压高于所选定的击穿电压时触发闩锁电路部分(104)的运算放大器(110)，被配置成产生抽头变换信号以及因而控制闩锁电路部分(104)操作的栅控制装置(112)以及与栅控制装置(112)和运算放大器(110)耦合的半导体二极管(114)。该半导体二极管(114)被配置成提供抽头变换信号给运算放大器(110)。进一步，在抽头变换部分(106)的每个抽头包括被配置成基于来自齐纳击穿电路(108)和栅控制装置(112)的输出而用作开关的单个MOSFET。
文档编号H02M7/219GK202068338SQ20112004490
公开日2011年12月7日 申请日期2011年2月15日 优先权日2010年3月31日
发明者J·维诺戈帕尔, M·斯尔, P·普, S·弗布, V·斯 申请人:通用电气公司