专利名称：一种开关电源智能调节电压电路的制作方法
技术领域：
本发实用新型涉及到开关电源领域，更具体讲涉及到一种开关电源智能调节电压电路。
背景技术：
开关电源电路包括用于民用交流电源AC进行整流和滤波的整流滤波电路，整流滤波电路当开关频率较低时，开关损耗和驱动功率增加，电源电路的功率损失增加，另外在开关电源电路中的漏感分量增加引起漏磁通的增加，因而可能对电子电路乃至负载侧有影响，不能有效反馈调节输出电压，导致输出电压不稳定。
发明内容本实用新型的目的在于提供一种开关电源智能调节电压电路，以解决开关频率较低时输出电压不稳定的问题。为了实现上述目的，本实用新型采取的技术方案是提供一种开关电源智能调节电压电路，包括用于滤除纹波电压的整流滤波电路，其特征是它还包括自激振荡驱动电路，用于根据所述串联谐振电路的谐振输出以自激方式驱动所述开关元件；恒压控制装置， 它包括正交控制变压器，其作为可饱和电抗器，在其上绕有和所述隔离变换器变压器的所述一次绕组串联连接的检测绕组和所述驱动绕组，以及控制绕组，其缠绕方向和所述检测绕组及所述驱动绕组的缠绕方向正交，以此响应二次侧dc输出电压的电平对所述拉制绕组提供可变的控制电流，以改变所述驱动绕组的电感，从而可变地控制开关频率。开关装置包括出驱动绕组和谐振电容器的至少一个串联支路而形成的串联谐振电路。所述的开关装置还包括被他激的驱动电路，用于以他激的方式驱动所述开关元件，并且所述恒压控制装置在保持所述开关元件的截止周期不变的同时，响应二次侧dc输出电压的电平可变地控制所迷开关元件的导通周期，以此可变地控制开关频率。所述的它还包括一次侧并联谐振电路，其由来自隔离变换器变压器的一次绕组的漏感分量和并联谐振电容器的电容构成，用于使所述开关装置能够作为电压谐振型装置工作。所述的一种开关电源智能调节电压电路还包括二次侧串联谐振电路，其包括二次侧串联谐振电容器和所述隔离变换器变压器的二次绕组，所述电容器和所述隔离变换器变压器的二次绕组串联连接，使得由所述隔离变换器变压器的二次绕组的漏感分量和所述二次侧串联谐振电容器的电容形成串联谐振电路。开关装置包括达林顿电路，其包括双极晶体管作为所述开关元件；包括MOS场效应晶体管作为所述开关元件；包括绝缘栅型双极晶体管作为所述开关元件；开关装置包括静电感应可控硅作为所述开关元件。采用上述方案的一种开关电源智能调节电压电路通过恒压控制，以便稳定二次侧输出电压，响应二次侧输出电压电平改变开关频率，从而同时控制一次侧并联谐振电路的谐振但抗和开关电源电路中的开关元件的连续性，因而，通过复合控制操作，增加了控制的灵敏度。本实用新型的上述的和其它的目的、特征和优点，结合附图从下面的说明书和所附的权利要求书可以更加清楚地看出，在附图中相同的部件或元件用相同的标号表示。本实用新型达到的有益效果是利用本实用新型的其中在一次侧提供有电压谐振型的变换器的开关电源电路，达到了减少成本、稳定输出电压的有益效果。
图1是表示应用本实用新型的电路的结构的电路图；图2是说明图1的电源电路的若干元件的工作的波形图；图3是说明图1的电源电路的开关频率和二次侧输出电压之间的关5系的曲线；图4是表示应用本实用新型的另一种电源电路的结构的电路图。
具体实施方式
下面参照附图详细说明本实用新型的实施例。参看图1，其中示出了应用本实用新型的一种开关电源电路的结构的一个例子。在所示的开关电源电路中，在一次侧提供有包括一个开关元件(双极晶体管)的电压谐振型自激开关变换器。提供有由桥式整流电路Di和滤波电容器Ci构成的全波整流电路，作为整流滤波电路，用于由对其输入的ac输入电压VAC产生dc输入电压，并产生整流滤波电压Ei，其等于ac输入电压VAC的电平。电源电路不包括倍压整流电路。在本说明中，产生等于ac输入电压VAC的电平的整流滤波电压Ei的整流电路，例如图1所示的电源电路，被称为“等电压整流电路”。图1所示的正交控制变压器PRT是一种可饱和电抗器，其包括绕在其上的检测绕组ND，驱动绕组NB和控制绕组NC。正交控制变压器PRT如所示，参看，正交控制变压器PRT包括被这样构成的三维铁心2的，即使得每个包括4个磁柱的两个双通道型铁心201，202在磁柱的端部彼此相连。 检测绕组ND和驱动绕组NB围绕三维铁心200的两个预定的磁柱沿相同的缠绕方向绕制。 控制绕组NC沿和检测绕组ND以及驱动绕组NB的方向正交的方向绕制。检测绕组ND，驱动绕组NB和控制绕组NC具有这样的匝数，例如，5检测绕组ND = 1T，驱动绕组NB = 3T，控制绕组NC = IOOOT0正交控制变压器PRT具有减小的重量，例如大约为79。在这种情况下，正交控制变压器PRT的检测绕组ND串联插入在滤波电容器Ci的正极和隔离变换器变压器PIT的一次绕组m之间，使得开关元件QI的开关输出通过一次绕组m被传递给检测绕组Nd。在正交控制变压器PRTlO中，驱动绕组NB被在检测绕组ND 获得的开关输出激励，使得在驱动绕组NB中产生交变电压.交变电压被用作自激振荡驱动电路的驱动电压的电源。此外，当流过控制绕组NC的控制电流(dc电流)电平由控制电路1响应二次侧dc 输出电压电平的变化而改变时，绕在正交控制变压器PRT上的巧驱动绕组NB的电感LB被可变地拉制。因而，在用于开关元件Ql的其构成包括驱动绕组NB的电感LB的自激振荡驱动电路中的串联谐振电路的谐振条件改变。这改变开关元件Ql的开关频率，如下面参照图 2，并且通过改变开关元件QI的开关频率，稳定二次侧dc输出电压。一次绕组m和二次绕组NZ (以及另一个二次绕组NZA)在EE形铁心100的中心磁柱上使用分开的线圈架在彼此分开的状态下绕制，其绕组部分被分开用于一次侧和二次侧.一个间隙G形成在EE形铁心100的中心磁柱之间。可以通过形成短于其它两个外磁柱的E形铁心，中心磁柱来形成间隙结果，获得弱藕合，比常规的隔离变换器变压器PIT 具有较低的藕合系数，因而在很大程度上不易获得饱和状态。在这种情况下，例如，辐合系数k大约为0.85。本实施例的隔离变换器变压器PIT的二次绕组N2以和常规的电源电路不同的匝数绕制。二次绕组N2的一端和二次侧地相连，二次绕组NZ的另一端通过串联谐振电容器Cs的串联支路和整流二极管DOl的阳极以及另一个整流二极管D02的阴极之间的节点相连。整流二极管DOl的阴极和滤波电容器COl的正极相连，整流二极管D02的阳极和二次侧地相连。滤波电容器COl的负极侧和二次侧地相连。二次绕组独立于二次绕组绕制。二次绕组具有和地相连的中心抽头，并且由整流二极管D03，D04以及滤波电容器C02 构成的全波整流电路和二次绕组NZA相连。因而二次绕组NZA产生5dc输出电压E02。在如上连接中，倍压全波整流电路由一组串联谐振电容器Cs、整流二极管DOl和 D似和滤波电容器COl构成。串联谐振电容器Cs根据串联谐振电容器Cs本身的电容和二次绕组N2的漏感(L2)形成相应于整流二极管DOl和D02的导通/截止操作的串联谐振电路。在一次侧上提供使开关操作成为电压谐振型开关操作的并联谐振电路，并在二次侧上形成用于获得倍压全波整流操作(电流谐振操作)的串联谐振电路.在本说明中，其中包括用这种方式用于一次侧和二次侧的谐振电路的一种结构的开关变换器被合适地称为“复合谐振型开关变换器”。图2是说明图1所示的电源电路的操作的波形图.更具体地说，表示当负载功率是最大负载功率(Polnax)并且ac输入电压是最低保证的ac输入功率(VACmin)时，电源电路分不同部分的工作波形。当负载功率是最小负载功率(Pomin)并且ac输入电压是最大保证ac输入电压时，相同的部分的工作波形。在这种情况下，来自用于开关元件Ql的自激振荡驱动电路的基极电流(驱动电流)IB流向20开关元件Ql的基极，如图2D — 41(所示。开关元件Ql利用驱动电流IB进行开关操作。此时，流向开关元件Ql的集电极的电流 Icp具有如图2C或4J所示的波形.由于并联谐振电路的作用，在开关元件Ql和并联谐振电容器Cr构成的并联谐振电路的两端，出现具有如图2A或4H所示的波形的并联谐振电压 Vor.可见，并联谐振电压Vcr具有脉冲波形，其在开关元件Ql导通期间Ton内具有0电平， 而在开关元件Ql截止的周期TOFF内具有正弦波的波形，因而表现为电压谐振型操作。响应上述的这种一次侧的开关操作，在一次绕组m获得开关输出。这种操作表示为图2的在一次绕组m获得的开关输出电流。因而，可以看出，借助于电压谐振型的操作， 获得了接近正弦波的平滑波形。在二次绕组N2中激励用上述方式在一次侧获得的开关输出。然后，在二次侧上，按照下述方式，通过上述的一组串联谐振电容器Cs、整流二极管DOl 和滤波电容器COl实现了倍压全波整流操作。在整流二极管D时截止并且整流二极管DOZ导通的周期Tl内，电源电路以减极性方式操作，其中一次绕组W和二次绕组NZ的极性是书，因而，通过二次绕组的漏感LZ和串联谐振电容器Cs的串联谐振操作，实现利5用由整流二极管DOZ整流获得的直流电流工 3 (参照4F或4M)对串联谐振电容器Cs充电的操作二图2G和图2N表示在整流二极管D02 两端的电压v2，然后，在整流二极管的2截止而整流二极管口 01导通从而进行整流的另一个周期TZ内，电源电路以加极性的方式操作，其中一次绕组NI和二次绕组NZ的极性是+M， 因而在其中发生串联谐振(电流谐振)的条件下对滤波电容10器C肚进行充电操作，借助于串联谐振，串联谐振电容器Cs的电位被加于在二次绕组NZ中感应的电压上.此时，通过整流二极管DOl的对滤波电容器Col充电的整流电流12具有如图2E或4L所示的波形，通过和图2F或4M所示的由整流二极管DOZ整流而获得的整流电路13的波形相比可以看出， 整流电路工2具有比整流电流13增加的电平。这是由这样的事实引起的，巧即在整流操作中，如上，增加了串联谐振电容器Cs的电位。当利用加极性方式(+M:正向操作)和减极性方式(-M逆向操作)两种方式进行整流操作时，通过滤波电容器COl获得基本上等于二次绕组NZ的感应电压的两倍的dc输出电压E叭。简言之，在本实用新型的电源电路中，利用其中互感具有+M和-M的两种操作方式的状态，进行倍压全波整流，从而20获得二次侧 d。输出电压，因而也使得提供给负载侧的功率增加，也同样多地增加最大负载功率。通过在隔离变换器变压器PIT中形成间隙G而获得所需的藕合系数的弱藕合，从而获得更不容易进入饱和的状态，从而实现用于获得倍压全波整流操作的结构。例如，当在隔离变换器变压器PIT中不提供间隙G时，如在常规的电源电路中那样，则具有这样的可能性，即在逆向操作时，隔离变换器变压器PIT可能进入饱和状态，从而引起异常操作，并且认为，正确地进行如在本实施例中的倍压整流操作是困难的。此外，因为提供有这样的倍压全波电路，整流电路在二次绕组NZ的激励电压是正的和负的两个周期内执行整流操作，如上，在本实施例30的电路形式中，提供给形成二次侧的双电压全波整流电路的整流二极管DOl和D02的电压在截止状态时被籍位到二次侧输出电压(EOl)的电平。本实施例的电源装置电压调节作用，其中通过由控制电路1和正交控制变压器构成的恒压电路系统的操作改变开关元件Ql的开关频率，如上25。这个操作也在图2A到4N 中说明T，并且例如从图2k, 4C和4D与图2H，斗H和图2K的波形vc4, ICp和IB的分别比较可见，为了改变开关频率，将开关元件Ql截止的周期TOFF固定，而可变地控制开关元件 Ql导通的周期ΤΟΝ。可以认为，本实施例的电源装置执行恒压控制操作，从而可变地控制开关频率，以便对开关输出进行谐振阻抗控制，并且同时在开关周期中进30行开关元件的连续角控制(P控制).这种复合控制操作利用一个控制电路系统实现了。因而，例如当ac输入电压VAC = 144V时，整流滤波电压Ei大约为200v。当由于一次侧并联谐振电路作用到整流滤波电压Ei上而使开关元件Ql截止时，在产生出现在开关元件Ql和二次侧并联谐振电容器cr的并联谐振电路两端的图2A或4H所示的谐振电压Vcr时，在本实施例的电源电路中，因为整流滤波电压Ei近似于上述的进行倍压整流时的1/2，所以谐振电压大约被抑制到在上面，在常规的电源电路中产生的谐振电压Vcr(ISOOV)的1/2。此外，因为开关元件的连续角按上述方式被可变地控制(P姗控制)，所以谐振电压Vcr的峰值被这样控制，使得其基本上为恒值而与ac输入电压vAc的升高无关。结果，在本实施例的电源电路中，谐振电压V。在其峰值被抑制到大约9的V的基本恒定的电平。因而，在本实施例的电源电路中，对于开关元件Ql和并联谐振电容器cr，可以选用具有900v的耐压性能的产品。在本实施例的电源电路中，因为对于开关元件Q1、并联谐振电容器Cr30和在二次侧上的整流二极管，可以使用比常规的电源电路中低的耐压性能的产品，因而减少了器件的成本.因此，例如对于开关元件Ql和桥式整流电13路D0，可以选用具有增强的特性的产品。例如，对于开关元件Ql可以选用在饱和电压VcE(SAT)、存储时间Tstg、下降时间Tf和电流放大系数hFE等方面具有较好特性的产品，对于整流二极管，可以选用在正向压降VF、 反向恢复时间trr等方面具有较好特性的产品。[0026]在特性方面这种增强的结果，使得本实施例的电源电路的开关频率的设置可以高于常规的电源电路，并且同样能够促进减少功率损失以及减少各个元部件的体积和重量。 简言之，利用本实施例的电源电路，和常规的电源电路相比，可以实现改善各种特性，例如功率变换效率，并且调节电压。此外，从减少电源电路的尺寸和重量的观点看来，虽然这种包括倍压整流电路的用于产生dc输入电压的结构和常规的电源电路一样，需要两组整流二极管和滤波电容器， 但是因为本实施例的电源电路使用例如包括普通桥式整流电路的全波整流电路，其可以采用一组滤波电容器和组件型的桥式整流二极管，这同样可以实现减少成本和元件小型化。15此外，因为本实施例的电源电路使用等电压整流电路，和常规的电源电路相比， 一次绕组m的匝数被减少。这还能够有助于增加恒压控制的灵敏度。此外，虽然，在上面参照图10，12和16电源电路中，功率扼流圈或正交控制变压器 PRT的控制绕组NR构成的电感器被串联在一次绕组附20或二次绕组NZ中，但是，在本实施例的电源电路中，没有任何烧组串联连接在一次绕组m或二次绕组N2中.虽然，在图 1中，检测绕组ND和一次绕组m串联连接，但是检测绕组的匝数例如是IT，因而由于隔离变换器变压器PIT的增加的漏感的影响，检测绕组只具有可以忽略的电感值。因此，只有隔离变换器变压器PIT成为来自整个隔离变换器(电源电路)25的漏磁通产生源，并且作为防止漏磁通的一种措施，例如，只要对变压器本体提供一个铜板制成的短路环便足够了。因而，例如，不需要图10，12或16中所示的电源电路所需的铝制的屏蔽壳体。并联谐振电容器Cr = 4700PF，二次侧串联谐振电容器Cs，在开关频率fs = IOOKHz到250KHz的控制范围内，实现了二次侧输出的稳定，如上面参照图3，并且在最大负载功率Pmax = 200w和ac输入电压100V的条件下，获得了高达93%的功率变换效率。图4表示应用本实用新型的另一种开关电源电路的结构。应当注意，在图4中，和图1中相同的标号表示相同的元件，因而省略重复的说明，以便避免冗长。参看图4，所示的电源电路包括呈达林顿电路形式的开关元件QI，其包括一对双极晶体管(BJT)Qll和Q12， 阻尼二极管(齐纳二极管)DD1，另一个阻尼二极管DD2和一对以如图4所示的方式连接的电阻R11，R12。在10达林顿电路的连接中，双极晶体管Qll的集电极和双极晶体管Q12的集电极彼此相连，而双极晶体管Qll的发射极和双极晶体管Q12的发射极彼此相连，并且双极晶体管Q比的发射极接地。此外，阻尼二极管DDI的阳极和双极晶体管Qll的发射极彼此相连，并且阻尼二极管的阴极和双极晶体管Qll的基极通过电阻Rll相连。阻尼二极管 DD2的阳极和双极晶体管Q12的发射极相连，阻尼二极管DD2的阴极和双极晶体管Q12的集电极相连。电阻R12被并联在双极晶体管Q12的基极和发射极之间。在用这种方式形成的达林顿电路中，双极晶体管Ql的基极相当于上面结合图1实施例的电源电路的开关元件 Ql的基极，并且双极晶体管Qn和。12的集电极结点相当于开关元件Ql的集电极。此外， 双极晶体管Q12的发射极相当于开关元件Ql的发20射极。电源电路这样构成，使得可以省略用于以自激方式驱动开关元件的自激振荡电路，而提供振荡和驱动电路2作为代替，并以他激的方式进行开关驱动。因此，在本实施例的电源电路中，一对绕组N4A和N4B提供在隔离变换器变压器PIT中。绕组N4A、整流二极管 Dl和电容器以形成产生+2512v的dc电压的半波整流电路，并且另一个绕组N4B、另一个整流二极管D2和另一个谐振电容器CB形成产生一 12Vd。电压的另一个半波整流电路.+12V和-12v的dc电压作为操作电源被提供给振荡和驱动电路2。在本实施例的电源电路中的隔离变换器变压器PIT可以具有包括类似于上面参照铁心的结构。不过，在本实施例的电源电路中的隔离变换器变压器30PIT和第一实施例的区别在于，绕组N4A和N4B被附加地绕在一次侧上。振荡和驱动电路2由启动电阻RS启动，并产生具有所需的开关频率fs的周期的振荡信号.振荡和驱动电路2利用+12V和-12V的操作电源，而把振荡信号变换为开关驱动电流，信号在每个开关周期之后呈现正电平(On)和负电平(off)，并向开关元件 Ql的基极端输出开关驱动电流。因而，开关元件Ql被驱动，从而以预定的开关频率执行开关操作。当来用5达林顿电路作为开关元件Q时，如本实施例的电源电路中那样，可以获得比例如由一个双极品体管构成的开关元件Ql更高的功率变换效率。例如，在图4所示的控制电路中，作为检测输入的其电平响应二次侧dc输出电压Eol而改变的dc信号(检测信号)被提供给振荡和驱动电路2，其中，如果振荡和驱动电路2被这样构成，即使得开关元件 Ql的导通周期响10应从控制电路1输入的检测信号被可变地控制，同时开关元件Ql的截止周期被保持固定，以便改变开关频率，此时实现类似于结合图2操作，并且可以获得类似于参照图1电源电路的效果。 虽然，在上面的本实用新型的实施例的电源电路的说明中，采用一个双极品体管 (BJT)或包括两个双极品体管的达林顿电路作为开关元件Ql的例子，巧但是也可以采用下面这种开关元件作为开关元件Ql代替双极品体管或达林顿电路。
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权利要求1.一种开关电源智能调节电压电路，包括用于滤除纹波电压的整流滤波电路，其特征是它还包括自激振荡驱动电路，用于根据所述串联谐振电路的谐振输出以自激方式驱动所述开关元件；恒压控制装置，它包括正交控制变压器，其作为可饱和电抗器，在其上绕有和所述隔离变换器变压器的所述一次绕组串联连接的检测绕组和所述驱动绕组，以及控制绕组，其缠绕方向和所述检测绕组及所述驱动绕组的缠绕方向正交，以此响应二次侧dc输出电压的电平对所述拉制绕组提供可变的控制电流，以改变所述驱动绕组的电感，从而可变地控制开关频率；开关装置包括由驱动绕组和谐振电容器的至少一个串联支路而形成的串联谐振电路。
2.根据权利要求1所述的一种开关电源智能调节电压电路，其特征是所述的开关装置还包括被他激的驱动电路，用于以他激的方式驱动所述开关元件，并且所述恒压控制装置在保持所述开关元件的截止周期不变的同时，响应二次侧dc输出电压的电平可变地控制所迷开关元件的导通周期，以此可变地控制开关频率。
3.根据权利要求1所述的一种开关电源智能调节电压电路，其特征是它还包括一次侧并联谐振电路，其由来自隔离变换器变压器的一次绕组的漏感分量和并联谐振电容器的电容构成，用于使所述开关装置能够作为电压谐振型装置工作。
4.根据权利要求1所述的一种开关电源智能调节电压电路，其特征是它还包括二次侧串联谐振电路，其包括二次侧串联谐振电容器和所述隔离变换器变压器的二次绕组，所述电容器和所述隔离变换器变压器的二次绕组串联连接，使得由所述隔离变换器变压器的二次绕组的漏感分量和所述二次侧串联谐振电容器的电容形成串联谐振电路。
5.如权利要求1所述的开关电源智能调节电压电路，其中所述开关装置包括达林顿电路，其包括双极晶体管作为所述开关元件。
6.如权利要求1所述的开关电源智能调节电压电路，其中所述开关装置包括MOS场效应晶体管作为所述开关元件。
7.如权利要求1所述的开关电源智能调节电压电路，其中所述开关装置包括绝缘栅型双极晶体管作为所述开关元件。
8.如权利要求1所述的开关电源智能调节电压电路，其中所述开关装置包括静电感应可控硅作为所述开关元件。
专利摘要本实用新型公开了一种开关电源智能调节电压电路，涉及到开关电源领域，以解决开关频率较低时输出电压不稳定的问题。它包括用于滤除纹波电压的整流滤波电路，其特征是它还包括自激振荡驱动电路，用于根据所述串联谐振电路的谐振输出以自激方式驱动所述开关元件；恒压控制装置，它包括正交控制变压器，其作为可饱和电抗器，在其上绕有和所述隔离变换器变压器的所述一次绕组串联连接的检测绕组和所述驱动绕组，以及控制绕组，其缠绕方向和所述检测绕组及所述驱动绕组的缠绕方向正交，以此响应二次侧dc输出电压的电平对所述拉制绕组提供可变的控制电流，以改变所述驱动绕组的电感，从而可变地控制开关频率。
文档编号H02M3/338GK202004655SQ201120051719
公开日2011年10月5日 申请日期2011年3月1日 优先权日2011年3月1日
发明者吴耀军 申请人:深圳市飞天鹰科技有限公司