用于管理用电量的系统和方法

专利名称：用于管理用电量的系统和方法
技术领域：
本发明涉及对用电量的管理。
2.相关技术的描述
自从工业革命以来，全球能耗一直在稳速增长。生成的电力和消耗的能量大多来 自化石燃料的燃烧，化石燃料是一种正在快速地变枯竭的非可再生自然资源。随着地球自 然资源的日益枯竭，发电和节能对于国内外政府而言已经成为越来越重要的问题。此外，也 关系到企业和消费者，因为这样的资源的成本正在快速地增加。
全世界不仅关注发电和节能，也关注配电，特别是在新兴经济体中。虽然发电和节 能非常重要，但是配电问题也很受关注，因为其涉及现有的通常不适于适当地分配电力的 基础设施。而且，它不是很容易适于被改进。
住宅和工业用电通常在发电站生成，然后通过电网中的输电线路发送给配电系 统，配电系统将电传送给消费者。在世界上很多地区，电力供应无法满足需求，经常导致供 电不足，有时甚至导致停电。供电不足是指电力供应时的电压下降，经常在电压下跌时导致 照明变暗。供电不足的电压有时下降到足以使得电器或设备停止运行。这样的电器或设备 可能由于低电压情况而遭到永久的损坏。
在电力需求超过供给的极端情况下，可能发生停电。在供给电压根本无法维持或 者降低到危险的低水平如以使得发电机停转和过热时，就会发生停电。电力公司通常根据 对大的需求的历史记录来得知停电的时间。
供电不足可能是由以下原因引起的:(I)发电不够，(2)输电能力不足，和/或(3) 配电能力不足。发电不够和输电能力不足比配电能力不足容易改善。发电需求和输电能力 二者可以计算并且在财政预算内相对较容易满足。
向消费者提供足够的电力的主要障碍是配电能力不足。对配电能力的需要不容易 制定计划或者在经济上实现。而且，随着世界人口的增长以及世界经济中的工业参与的增 加，施加在配电基础设施上的额外的负载会使配电基础设施愈加紧张或过载。配电问题通 常可以归因于形成配电基础设施的电缆线路内的铜损。
当前，政府机构和电力公司试图通过提升交流电压或者在电力网的适当的位置处 增加电力削减生成(power shedding generation)来改善供电不足的发生。这种方法通常 产生可用于家庭和/或企业消费者的各种电压。电压增加可能在百分之十到百分之十五 (10%到15%)的范围内，并且，由于功率是通过电压2/负载来计算的，所以政府机构和电力 公司的“改善”结果可以给消费者带来高达百分之二十五(25%)的费用增加。因此，政府机 构和电力公司不是在节能而是在耗能。
此外，虽然企业和家庭中使用的大多数电器和设备能够在额定电压减去10%的电 压下完全按照说明书工作，但是大多数节能设备没有充分利用这种特性。因此，时常忽略了 另外的节能潜能。
变压器通过电感耦合的导体将电能从一个电路转移到另一个电路。第一或初级绕 组中的变化的电流在变压器的磁芯中产生变化的磁通量,并且因此产生通过次级绕组的变 化的磁场。如果次级绕组连接有负载，则次级绕组中将有电流流动并且电能将通过变压器 从初级电路转移到负载。变压器的系数是次级绕组的匝数与初级绕组的匝数之比。
通常使用的配电问题的解决方案是提升输入电压以使得敏感的电器能够继续运 行。一种解决方案是使用将电压连续地调整为额定电压的电机驱动的自耦型变压器。然 而，这种解决方案需要的机械工具很容易发生故障。第二种解决方案是使用将电压连续地 调整为额定电压的电子固态升压器。然而，这种解决方案昂贵并且效率低。第三种解决方 案是使用继电器切换式变压器。这种解决方案的问题是，在切换大电流的情况下，机械接触 很容易发生故障。最后，尝试了手动切换式变压器。这种解决方案不理想，因为它需要人的 参与，并且变压器可能被无意地置于升压位置。上述的现有解决方案中的每个在安全性、效 率、成本、复杂性和/或可靠性方面存在问题。利用变压器和切换的现有解决方案在变压器 的存在不利的大电流的次级绕组侧进行切换。这样的现有解决方案还在切换周期内存在不 利的电流中断。
第2009/0051344号美国专利申请公开提出了一种基于TRIAC/SCR的节能设备、 系统和方法，其中，保存了低于额定线电压和/或低于额定电器电压的预定量的电压。第 2009/0200981号美国专利申请公开提出了一种用于在交流电源的电器中提供恒定的负 载的系统和方法，其中，确定了调制正弦波的至少一个半周期的至少一个开启点(turn-on point),确定了调制正弦波的至少一个半周期的至少一个断开点(turn-off point), 并且去除了位于至少一个开启点与至少一个断开点之间的至少一个削波(slice)。第 2010/0033155号美国专利申请公开提出了一种向每个IGBT/FET驱动器提供分开的、单独 的电源的用于IGBT/FET驱动器的电源。
第6，489，742号美国专利提出了一种包括用于带有数字信号处理器的感应电机 的电力运输工具的电机控制器，该数字信号处理器通过控制元件来计算和优化从电源和干 线电压向存在的电机负载供给电流。第2010/0117588号美国专利申请公开提出了一种用 于使AC感应电机中的每个负载处的节能最大化的电机控制器，其中，在两个或更多个负载 位置处校准电机以建立控制线，控制线随后被编程到电机控制器的非易失性存储器中。第 2010/0320956号美国专利申请公开提出了一种用于当电机在开环模式下产生电能时降低 给液压缸电机的供给电压的闭环电机控制器。
上面所讨论的第6,489,742号美国专利以及第2009/0051344、2009/0200981、 2010/0033155,2010/0117588和2010/0320956号美国专利申请公开的全部内容就其各方面而言通过引用合并到本文中。
需要一种用于管理能耗以降低供电不足、停电和成本的系统和方法。发明内容
在第一预定时段内，如在没有预见到停电的情况下，数字信号处理器(DSP)控制基 于IGBT/FET的设备供给小于AC输入线电压或干线输入电压的预定电压。提供了相输入连 接，用于向上述设备和系统中输入模拟信号。磁通集中器或电流互感器感测输入的模拟信 号，并且过零伏点检测器确定信号的过零伏点。识别出信号的正半周和负半周，并且将其发送给DSP以对信号进行处理。由驱动器控制通过脉冲宽度调制来减小信号，并且降低的量 的能量被输出，从而对终端用户产生节能效果。
微处理器测量AC输入线电压，并且将它与预定电压比较。当AC输入线电压大于 预定电压时，微处理器控制变压器的初级绕组侧的开关将初级绕组短路。当测量电压小于 预定电压并且需要电压增大时，如在供电不足情况期间，微处理器控制上述开关将初级绕 组的一端连接至中性点，以消除变压器的短路并且使得次级电压能够加到AC输入线电压 以通过变压器的次级绕组侧的带电输出线来向预定电压提供升高的输出电压。没有切换次 级绕组。
在第二预定时段内，如在预见到停电的情况下，DSP控制基于IGBT/FET的设备供 给分配的电量。DSP和/或微处理器监控可以显示的耗电量。当耗电量超过分配的电量时， DSP可以切断电力。
替选地，当消耗的电力超过分配的电力时，可以发送用于警告需要降低用电量的 信号。该信号可以是听得见的、看得见的或者其他方式。电力消费者可以降低负载以满足 分配的电力要求。在一个实施例中，可以响应于该信号使用无线地控制的电源插座来选择 性地降低负载。如果负载在预定量的时间之后还没有充分地降低，则DSP可以切断电力。 然后，电力消费者可以降低某些负载，并且发起开启电源的命令。可以通过改变包括手动地 和/或无线地改变开关的状态来发起上述命令。如果负载在电源复位之后仍然没有充分地 降低，则DSP可以再次切断电力。替选地，DSP可以提供另一个再次警告必须降低负载的信 号。如果消耗的电力在预定量的时间之后没有足够地降低，则DSP可以在第二预定时段内 切断电力。
再替选地，当消耗的电力超过分配的电力时，DSP可以切断给预定电源插座的电 力，而向其他电源插座提供电力，以将总的用电量降低至分配的电量。可以执行预定的消费 者优先选择。上述系统可以使用可以自动关闭以满足预定电量的无线地控制的电源插座。 可以对上述系统无线地监控、操作和调整。


在下面的详细描述中，将参考附图，其中:
图1是用在三相电气系统中的基于IGBT/FET的设备和系统的框图。
图2是感测装置的透视平面图。
图3是感测装置的电路图。
图4是信号调节装置的电路图。
图5是过零伏点确定装置的波形图。
图6是过零伏点确定装置的电路图。
图7是损失检测装置和相位旋转确定及旋转装置的电路图。
图8是半周期识别装置的电路图。
图9是半周期识别装置的波形图。
图10是半周期识别装置的波形图。
图1IA是发送装置的电路图。
图1lB是图1lA的电路图的延续部分。
图1lC是图1lA和图1lB的端口程序器的电路图。
图1lD是图1lA和图1lB的电阻器支持的电路图。
图1lE是图1lA和图1lB的连接器的电路图。
图12A是降压装置的波形图。
图12B是基于IGBT的发明的降压装置的波形图。
图12C是基于IGBT的降压装置的电路图。
图12D是用于图12C的基于IGBT的降压装置的驱动电路的电路图。
图12E是基于FET的发明的降压装置的波形图。
图12F是基于FET的降压装置的电路图。
图12G是用于图12F的基于FET的降压装置的驱动电路的电路图。
图13是组合复位装置和指示装置的电路图。
图14A是供电装置的电源单元的电路图。
图14B是图14A的电路图的延续部分。
图15A是通信装置的电路图。
图15B是图15A的通信装置的USB接口的电路图。
图15C是图15A的通信装置的隔离块的电路图。
图1 是将图15A的通信装置连接到数字信号处理器中的第一连接器的电路图。
图15E是图15A的通信装置的第二连接器的电路图。
图16是视窗界面的截屏。
图17是视窗界面的截屏。
图18A是示出了变压器和带有两个固态继电器的电子开关的电压升压器设备的 第一实施例的部分电路图。
图18B是示出了 DC电源的电压升压器设备的第一实施例的部分电路图。
图18C是示出了微处理器的电压升压器设备的第一实施例的部分电路图。
图19是示出了用于示例性120V变压器的线路布置的电压升压器设备的第二实施 例的部分电路图。
图19A是示出了用于示例性230V变压器的线路布置的电压升压器设备的第二实 施例的部分电路图。
图19B是示出了 DC电源和相关电路的电压升压器设备的第二实施例的部分电路 图。
图19C是示出了微处理器和分别与IGBT设备连接的两个二极管电桥电路的电压 升压器设备的第二实施例的部分电路图。
图20是与图1所示的DSP连接的信号模块的框图。
具体实施方式
关于图1至图17中编号组件所使用的术语如下:
1.总体上，基于IGBT/FET的节能设备和系统
2.相输入连接
3.磁通集中器
4.模拟信号调节设备
5.过零伏点检测器
6.缺相检测设备
7.相位旋转设备
8.半周识别器
9.逻辑设备
10.数字信号处理器
11.A/D 转换器
12.电源单元
13.复位开关
14.发光二极管
15.1GBT/FET 驱动控制
16.计算设备
17.相输出连接
18.中性点
19.输入能量
20.模拟信号
21.过零伏点
22.正半周
23.负半周
24.降低的能量
25.USB 通信接 口
26.电路板
27.外壳
28.导体
29.外壳顶半部
30.外壳底半部
31.铰链
32.第一滤波器
33.第二滤波器
34.比较器
35.Schmidt 缓冲器
36.绝对过零信号
37.磁通集中器芯片
38.孔径
39.输入正弦波
40.视窗界面
41.主监控屏幕
42.一般地，字段
43.操作模式字段
44.相位字段
45.启动字段
46.校准字段
47.设置点字段
48.指示器
49.实时时钟
50.数字量电计
51.Schmidt触发的反相缓冲器
52.瞬态电压抑制器件
53.二极管
54.正半周控制晶体管
55.FET
56.电容器
57.变压器
58.负半周控制晶体管
59.1GBT第一分流控制晶体管
60.1GBT第二分流控制晶体管
61.分流器件
62.集成电路
63.电阻器
64.分离轨生成器
65.光隔离器
66.光稱合驱动器
67.FET第一分流控制晶体管
68.FET第二分流控制晶体管
69.方波
70.运算放大器
71.隔离器
72.整流器
73.晶体管
74.USB 端口
75.齐纳二极管
76.第一连接器
77.第二连接器
78.电感器
79.电阻器支持
80.逻辑设备连接器
81.线性电压稳压器
82.应用到正半周控制晶体管的正半周驱动信号
83.应用到负半周控制晶体管的负半周驱动信号
84.负半周期间应用到正半周控制晶体管的驱动信号
85.正半周期间应用到负半周控制晶体管的驱动信号
86.负半周期间应用到IGBT第一分流控制晶体管的驱动信号
87.正半周期间应用到IGBT第二分流控制晶体管的驱动信号
88.负半周期间应用到FET第一分流控制晶体管的驱动信号
89.正半周期间应用到FET第二分流控制晶体管的驱动信号
90.开关稳压器
参考图1，示出了用在三相电气系统中的节能设备和系统I的框图。节能设备和系 统I包括用于降低所输入的能量的量的各种元件和装置，其中，降低的能量对电子操作设 备的性能产生了实际上不存在的或最小的影响。
其中具有至少一个模拟信号20的预定量的输入能量19通过输入装置输入设备和 系统I中，输入装置优选地是至少一个相输入连接2。设备和系统I中还设置有中性点18 线。如图1所示，系统和设备I用在具有A-B-C相加中性点的三相电气系统中，该中性点用 作参考点和当滞后功率因数负载中的电流被中断时产生的箝位反EMF的接收器。然而，节 能系统I也可用在单相系统和/或双相系统中，其中，结构方面的唯一差别是相输入连接2 的数量(例如，在单相系统中，除了中性连接(A)之外，仅使用一个相输入连接2，而在双相 系统中，除了中性连接之外，使用两个相输入连接2 (A和B))。
至少一个相输入连接2连接到至少一个感测装置，至少一个感测装置是感测预定 量的输入能量19的至少一个磁通集中器3。还考虑对于所有的实施例使用至少一个电流互 感器来代替至少一个磁通集中器3。磁通集中器3电流地隔离输入能量19的电流并将任何 过电流情况报告给路由装置，路由装置优选地是至少一个逻辑设备9。如果存在任何过电流 情况，则同时将过电流情况报告给逻辑设备9和优选地为数字信号处理器10的处理装置， 在这种情况下，数字信号处理器10立即关断设备和系统I。该电子断路器动作意在在短路 或过载的情况下保护设备和系统I自身以及与设备和系统I结合使用的终端装备。因此， 由于逻辑设备9和数字信号处理器10的反应时间优选地为5μ S，所以逻辑设备9在软件/ 固件故障和/或电力线故障或电涌的情况下实时地提供对功率控制设备的整体保护。逻辑 设备9在应用到IGBT/FET半周控制晶体管54和58的驱动信号与应用到IGBT/FET分流控 制晶体管59、60、67和68的信号之间进行仲裁。因此，避免了 IGBT/FET半周控制晶体管54 和58以及IGBT/FET分流控制晶体管59、60、67和68被同时驱动到会导致功率控制元件和 /或分流元件失效的导通状态。数字信号处理器10优选地包括至少一个A/D转换器11。
在将来自相输入连接2的相电流的模拟值报告给数字信号处理器10之前，磁通集 中器3或电流互感器首先使输入能量19传送经过至少一个信号调节装置，至少一个信号调 节装置优选地是至少一个模拟信号调节设备4。在信号被调节之后，下面描述一种方法:经 调节的信号然后被发送给优选地为至少一个过零伏点检测器5的过零伏点确定装置，以检 测AC电压通过与中性点18相关的零伏的点，该点一般被称作过零点。
在检测到过零点之后且如果使用三相电气系统，经调节的信号然后进入至少一个 缺相检测设备和至少一个相位旋转确定及旋转装置，以准备用于适当地输入到至少一个半周识别装置且然后输入到逻辑设备9和数字信号处理器10中的信号，其中，至少一个缺相 检测设备，至少一个相位旋转确定及旋转装置优选地是至少一个相位旋转设备7，至少一个 半周识别装置优选地是至少一个半周识别器8。下面讨论半周识别器8的细节。
通过与数字信号处理器10电连接的至少一个降压装置来执行功率控制以使能量 降低预定量，其中，至少一个降压装置优选地包括至少一个IGBT/FET驱动控制15。然而，在 经处理的信号进入降低装置之前，可以再次通过至少一个模拟信号调节设备4对信号进行 调节以净化信号从而去除任何伪信号或瞬态信号。用于实施降压装置的IGBT/FET驱动控 制15的控制的命令信号通过数字信号处理器10来确定并通过逻辑设备9来缓和。
降低的能量24然后进入至少一个磁通集中器3或电流互感器，然后进入至少一个 输出装置并且被输出给电操作的设备用于消耗，其中，至少一个输出装置优选地是至少一 个相输出连接17。
系统和设备I通过供电装置来供电，供电装置优选地是与数字信号处理器10电气 连接的电源单元12。优选地提供复位装置以允许用户根据需要对设备和系统I进行复位， 其中，复位装置优选地是复位开关13。另外，指示装置如发光二极管14可以与复位开关13 电连接，以在设备和系统I需要被复位的情况下警告用户。
设备和系统I可以可选地包括至少一个数字量电计50和能够经由有线或无线传 输与至少一个计算设备16接口的至少一个通信装置，如USB通信接口 25，计算设备16具有 至少一个USB端口 74和至少一个视窗界面40。USB通信接口 25允许用户通过他的/她的 计算设备16监控、显示和/或配置设备和系统I。然而，在实现设备和系统I时，并非必须 包括USB通信接口 25。另外，可选地，可以在节能设备和系统I的数字信号处理器10内或 在连接到节能设备和系统I的数字信号处理器10内合并实时时钟49。
用户可以确定使用节能设备和系统I的操作方式，例如，用户可以通过将期望的 RMS值、期望的百分比电压或期望的百分比节省降低量输入到计算设备16中来选择他/她 想要如何节省能量。例如，如果用户选择使输入电压降低固定百分比，则节能设备和系统I 允许这样的电压百分比降低且通过建立较低的电压阈值来自动地降低电压以与最大允许 谐波分量一致。较低的电压阈值确保了在较低或供电不足情况下，系统和设备I不继续尝 试使可用电压降低指定的百分比降低。
图2为感测装置的透视平面图。优选地为至少一个磁通集中器3或至少一个电流 互感器的感测装置在连接到本发明的设备和系统I的有源电路时电流地测量AC电流。优 选地由塑料制成的外壳27包括外壳顶半部29和外壳底半部30以及连接两个半部29和30 的铰链31，外壳27承载电路板26，电路板26具有安装在外壳顶半部29的底侧的磁通集中 器芯片37。每个半部29和30包括至少一个凹口部分，在至少一个凹口部分中，当半部29 和30连结在一起时，形成有至少一个孔径38以允许导体28延伸通过至少一个凹口部分。 利用所述外壳27准确地限定了磁通集中器芯片37和导体28的芯中心之间的距离。与磁 通集中器芯片37相关联的窗口检测器准确地确定在负半周或正半周内电流何时超过正常 范围。另外，磁通集中器3使用集电极开路Schmidt缓冲器以允许多个集中器3连接至模 拟信号调节设备4和逻辑设备9 二者。
外壳27咬合在一起并抵靠在优选地为线缆的导体28上以确保相对于外壳27牢 固地保持导体28。可以以各种尺寸形成外壳顶半部29以适应不同的线规。当半部29和30咬合在一起时可以形成各种尺寸的多个孔径38以容纳各种宽度的导体28。磁通集中器 3提供对输入能量19的电流隔离，进行准确的电流测量，适合通过位于外壳27内的多个线 缆通道的任何范围的电流，提供高电压电流隔离，具有零谐波失真和极好的线性。另外，由 于通过机械装置来确定电流测量范围，所以不需要印刷电路板26有任何变化。以下公式确 定近似灵敏度:
Vout = 0.06*1/(D + 0.3mm)
其中，I=导体28中的电流，D=从磁通集中器芯片37的顶面到导体28的中心的距 离，单位为mm。
由于没有与测量目标进行电连接，所以实现了充分的电流隔离。而且，存在零插入 损耗，因此，没有散热也没有损失能量，这是因为没有进行电连接也没有使用分路器或变压 器。
图3是感测装置的电路图。磁通集中器3测量在导体28内有交流电流流过时生 成的磁通量。通过形成窗口比较器的比较器34来实现过流。当磁通集中器3的输出超过 由电阻器63设置的阈值一这可能产生“Currentjli”信号时，比较器34的集电极开路输 出变低并且传递给逻辑设备9和微处理器非可屏蔽输入端以关断设备和系统I。为了避免 接地回路问题，磁通集中器3优选地包括将磁通集中器3的操作电压调节为5V DC的集成 电路62。
参考图4，示出了信号调节装置的电路图。优选地为至少一个模拟信号调节设备 4的信号调节装置净化或调节50/60HZ正弦波模拟信号，以在将该正弦波模拟信号发送给 半周识别器8之前去除任何伪信号或瞬态信号。如果正弦波具有任何足够幅度的噪声或失 真，则这在某些情况下可能产生错误的过零检测。因此，包括这样的模拟信号调节设备4很重要。
为了适当地调节正弦波信号，使用了运算放大器70。运算放大器70被配置为有源 二阶低通滤波器以去除或降低可能存在的谐波和任何瞬态或干扰信号。然而，当使用该滤 波器时，发生群时延，其中，群时延及时地抵消了经滤波的信号从输入的AC正弦波的实际 过零点的过零。为了补偿该时延，提供运算放大器70，以允许根据需要及时准确地校正过零 点所需的相位变化。运算放大器70的输出是连接到数字信号处理器10的A/D转换器11 (见图1)以进行均方根(RMS)值测量的充分调节的50/60HZ正弦波信号。该信号正好是使 得能够测量正负半个周期二者所需的供电轨的一半。A/D转换器11进行众所周知的2补运 算(2s compliment math)以使得能够进行同样的操作，并且要求AC信号相对于中心或分 离轨电压正向和负向偏离。该信号还进入半周识别器8。
图5和图6分别示出了过零伏点确定装置的波形图和电路图。过零伏点确定装置 优选地是准确地确定过零点21的至少一个过零伏点检测器5。运算放大器70被配置为比 较器34，其基准正好在使用半个供电轨的供应电压的一半处。比较器34以非常高的增益工 作，因此在若干晕伏的分尚轨电压内切换。
由Schmidt缓冲器35进一步执行过零信号的附加调节。在附加的信号处理之后， 产生了精确到正弦波的实际过零伏点21的若干毫伏的非常精确的方波69。
图7示出了缺相检测设备和相位旋转确定及旋转装置的电路图。在使用三相电气 系统时，缺相检测设备和相位旋转确定及旋转装置一起工作以适当地准备用于发送到逻辑设备9和数字信号处理器10中的信号，其中，缺相检测设备优选地是至少一个缺相检测设 备6，相位旋转确定及旋转装置优选地是至少一个相位旋转设备7。缺相检测设备6电路包 括被配置为比较器34的运算放大器70和反并联连接的两个二极管53，每个比较器34使用 高值的串联电阻器，包括串联连接的两个0.5Meg Ohm的电阻器，这对于实现电阻器63的所 需的工作电压而言是必须的。二极管53以输入正弦波39的过零伏点21为中心，处于二极 管53的近似正向电压降，该电压降又被施加给比较器34，比较器34进一步调节适于传送给 逻辑设备9和数字信号处理器10的信号，从而导致系统在没有任何信号的情况下被关断。
在三相电气系统中，相位旋转可以是A-B-C或A-C-B。为了使得数字信号处理器 10能够正确地工作，必须首先确定相位旋转。使用比较器34来检测过零伏点21并且将点 21报告给数字信号处理器10。数字信号处理器10又通过定时逻辑进行旋转定时。每个运 算放大器70用作简单的比较器34，输入信号在每种情况下由反向并联的二极管53的对结 合串联电阻器63来提供。
图8、9和10分别示出了半周识别装置的电路图和波形图。优选地为至少一个半 周识别器8的半周识别装置通过识别模拟信号的半周是正还是负来向逻辑设备9和数字信 号处理器10提供附加数据。这对于避免如下情况而言至关重要:如果IGBT/FET半周控制 晶体管54和58以及IGBT/FET分流控制晶体管59、60、67和68同时导通，则在输入功率两 端会出现短路。
被配置为窗口比较器34的运算放大器70具有由至少一个电阻器63确定的分离 的开关阈值。如图9所示，存在三个信号，一个绝对过零信号36和两个共同入射信号，其中， 一个共同入射信号具有正半周22，而一个共同入射信号具有输入正弦波39的负半周23。该 设计使得能够对窗口进行调整以在需要时提供“死区”。
参考图11A、11B、11C、IID和11E，示出了路由装置的电路图。优选地为至少一个逻 辑设备9的路由装置在数字信号处理器10外部实时地工作，以在IGBT/FET半周控制晶体 管54和58的导通时间与IGBT/FET分流控制晶体管59、60、67和68的导通时间之间进行 仲裁。
逻辑设备9执行路由功能以确保所有信号都适合输入正弦波39的瞬时要求和极 性，并且执行脉冲宽度调制功能以便确保节能设备和系统I的安全操作，而不管数字信号 处理器10的状态、噪声、干扰或瞬变的存在。如图1lC所示的隔离器71的电路允许逻辑设 备9的编程。需要如图1lD所示的逻辑设备9的电阻器支持79的电路来操作逻辑设备9。 如图1lE所示，逻辑设备连接器80的电路使得能够激活和禁止逻辑设备9的某些方面。
与处理电抗性负载特别是感性电抗性负载相比，更需要处理电阻性负载。当前，脉 冲宽度调制(PWM)被定义为脉冲载波的调制，其中，调制波的每个瞬时采样的值通过改变脉 冲的上升沿、下降沿或上升沿和下降沿二者来产生具有成比例的宽度的脉冲，这也被称为 脉冲宽度调制。然而，为了本发明和本申请的目的，将PWM定义为脉冲载波的调制，其中，从 调制波的曲线下面的区域中去除了至少一个部分。当PWM被直接应用于输入功率时，感性 元件在功率被去除时做出反应并且试图保持电流行进，并且提升其自身生成的电压直到电 流找到放电路径。在没有分流电路的情况下，这种情况将损坏半周控制晶体管。
因此，逻辑设备9是“监管器”，其中，如果存在过电流情况或如果存在相位缺失， 在数字信号处理器10 “挂起”的情况下，则逻辑设备9采取适当的动作。在任何这些情况下，逻辑设备9实时地立即响应，以保护半周控制晶体管和分流设备以及与其连接的装备。
另外，逻辑设备9缓解了 IGBT/FET半周控制晶体管54和58以及IGBT/FET分流 控制晶体管59、60、67和68的复杂的驱动需求，并且在一定程度上解除了数字信号处理器 10负担该任务。由于逻辑设备9控制该功能，所以，可以实时地执行该功能，并且因此，与由 数字信号处理器10实现的极限相比，可以将驱动要求的定时控制保持为更严格的极限。实 时响应的能力对于本发明的节能设备和系统I的安全可靠的操作而言很重要。
图12A、12B、12C、12D、12E、12F和12G示出了降压装置的波形图和电路图。优选地 包括至少一个IGBT/FET驱动控制15的降压装置通过如下脉冲宽度调制来减小输入正弦波 39的模拟信号，从而降低能量并且没有与这样的电压控制先前相关联的伴随谐波，其中，输 入正弦波39的模拟信号是输入到节能设备和系统I中的能量的量，在该脉冲宽度调制中， 从调制正弦波39的曲线下面的区域中去除了至少一个部分。如图12A所示，该技术结合 IGBT/FET设备的固有特性工作，IGBT/FET设备允许对导通和关断触发点进行控制。所有潜 在的能量都包含在每个半周中并且在整个半周的情况下具有曲线下面的最大面积。如果以 90%的占空因数调制每个半周，则曲线下面的面积减少10%，并且因此能量成比例地降低， 如图12A所示。
输入正弦波的初始形状被保持，并且，因为调制可以很高，可能是几十KHz，所以对 输出的滤波由于缠绕组件的较小的尺寸变得可实现而成为可能。当正确地测量了均方根值 (RMS)并且观察到输出电压减小了与所采用的占空因数相似的百分比时，则实现了总体效 果，其中，均方根值是一个量的平方的时间平均的平方根，或者对于周期性的量而言，在一 个完整周期上取平均，并且均方根值也被称为有效值。减小的电压产生减小的电流，从而使 得终端用户消耗的功率降低。
由于IGBT设备和FET设备本质上是单极性的，所以在AC控制的情况下，必须提供 至少一个IGBT/FET驱动控制15以控制每个半周。而且，为了避免反向偏置，使用控向二极 管来将每个半周发送给适当的设备。另外，许多IGBT设备和FET设备具有寄生二极管分流 主元件，其中，反并联连接的两个IGBT设备或FET设备将导致具有反向并联的两个寄生二 极管，从而使得布置不能用作控制元件。
二极管53跨接在正半周晶体管54和负半周控制晶体管58两端，并且为纯电阻性 负载或电流引导电抗负载理想地工作。然而，当以电流滞后功率因数驱动负载时，当突然去 除感性电抗组件中的电流时，发生调制时就是这种情况，衰减的磁场试图保持电流行进，与 电子飞轮类似，并产生电压上升的EMF，直到其发现使得能够释放能量的放电路径。通过该 布置，该“反EMF”会导致半周控制元件的有源组件发生故障。为了防止这种现象发生，在分 流配置中放置附加的IGBT/FET分流控制晶体管59、60、67和68。
在正半周内，正半周控制晶体管54调制，并且二极管53在整个正半周内都起作 用。IGBT第二分流控制晶体管60完全导通，并且二极管53起作用。因此，由于负载的反 EMF而导致的任何相反极性电压被自动地箝位。
在负半周内，以相似的方式激活串行网络和分流网络中所包括的其他设备。
在开关转变期间，可能存在可以持续非常短的时段的尖峰信号。尖峰信号通过瞬 态电压抑制(Transorb)器件52来箝位，瞬态电压抑制器件52能够在极短的时段内吸收大 量能量并且实现非常快的响应时间。瞬态电压抑制器件52还箝位由于雷击或其他源而导致的任何干线范围瞬态信号，否则雷击或其他源会损坏半周晶体管或分流晶体管的有源组 件。此外，在每个半周晶体管脉冲宽度调制时，其他半周晶体管被充分导通精确的半周持续 时间。这些半周晶体管的占空比在下一半周内反转。该过程针对上面讨论的反EMF信号提 供完全保护。这种布置是必要的，特别是当两个分流元件在转变时在过零时间附近。
IGBT/FET半周控制晶体管54和58以及IGBT/FET分流控制晶体管59、60、67和68 中的每个都具有绝缘栅特性，绝缘栅特性要求器件被增强以使其能够导通。这种增强电压 的大小优选地为12V，并且优选地由浮动电源来提供，一个浮动电源优选地用于一个对。这 仅是有可能的，因为IGBT/FET设备在IGBT的情况下以共发射极模式工作，而在FET的情况 下以共源极模式工作；否则，每个相位需要四个隔离的电源。每对需要由隔离的光耦合驱动 器66提供的单独的驱动信号。这些驱动器66利用隔离的电源并且用于非常迅速地导通和 关断每个功率器件。这些驱动器66在两个方向上起作用，这是必需的，因为功率器件的输 入电容很高并且必须主动地在关断点快速放电而在导通点快速充电。
直接脉冲宽度调制的问题是，当驱动感性电抗负载时，如当IGBT调制关断时，存 在需要被箝位的反EMF。参考图12B，示出了应用到正半周控制晶体管54和负半周控制晶 体管58的输入正弦波39。通常，这些半周控制晶体管54和58处于“关断”状态并且需要 被驱动导通。在正半周内，正半周控制晶体管54被调制并且结合二极管53工作以将经调 制的正半周传递给线输出端子。IGBT第二分流控制晶体管60导通半周的持续时间并且结 合二极管53工作以将反EMF箝位到地。在正半周内，负半周控制晶体管58完全导通并且 其导通状态由二极管53来支持。这些二极管53进行对信号的适当操控。
由于正半周的调制，出现了反EMF信号。因为在该时间内负半周控制晶体管58导 通，所以负的反EMF传递通过二极管53以在同步的AC正半周电压下被箝位。
尽管没有对IGBT第一分流控制晶体管59和IGBT第二分流控制晶体管60施加调 制，但这些晶体管59和60以与上述相似的方式结合二极管53工作。
如图12B所示，图12B是基于IGBT的设备的降压装置的波形图，在正半周22内， 给负半周控制晶体管85应用驱动信号并且给IGBT第二分流控制晶体管87应用驱动信号。 在负半周23内，给正半周控制晶体管84应用驱动信号并且给IGBT第一分流控制晶体管86 应用驱动信号。还示出了应用到正半周控制晶体管54的正半周驱动信号82和应用到负半 周控制晶体管58的负半周驱动信号83。
同样地，如图12E所示，图12E是基于FET的设备的降压装置的波形图，在正半周 22内，给负半周控制晶体管85应用驱动信号并且给FET第二分流控制晶体管89应用驱动 信号。在负半周23内，给正半周控制晶体管84应用驱动信号并且给FET第一分流控制晶 体管88应用驱动信号。还示出了应用到正半周控制晶体管54的正半周驱动信号82和应 用到负半周控制晶体管58的负半周驱动信号83。
总之，使用两种箝位策略，第一种箝位策略用于正半周，第二种箝位策略用于负半 周。在正半周内，当调制正半周控制晶体管54时，负半周控制晶体管58和第二分流控制晶 体管60导通。在负半周内，当调制负半周控制晶体管58时，正半周控制晶体管54和IGBT 第一分流控制晶体管59导通。
本发明的基于IGBT和基于FET的节能设备和方法I中所使用的硬件相同，唯一的 不同是IGBT/FET半周控制晶体管54和58以及IGBT/FET分流控制晶体管59、60、67和68。为了比较，示出了图12C的基于IGBT的电路的电路图、图12D的基于IGBT的驱动器的电路图、图12E的基于FET的电路的电路图和图12F的基于FET的驱动器的电路图。
参考图13，示出了组合的复位装置和指示装置的电路图。优选地为至少一个复位开关13的复位装置和优选地为至少一个发光二极管14的指示装置一起工作，以指示基于 IGBT/FET的节能设备和系统I何时没有正确地工作并且以允许用户根据需要对设备和系统I进行复位。优选地，发光二极管14可以通过闪烁来指示设备和系统I在正确地工作。 当处于故障状态时，发光二极管14优选地改变为立即明显的且可被识别为故障状态的不均匀模式。
图14A和图14B是供电装置的电源单元12的电路图。优选地为至少一个电源单元12的供电装置接受各种输入，包括但不限于单相80V.至265V S、双相80V S至600Vms、 三相80V S至600V S以及48Hz至62Hz操作。
电源单元12在设计上是完全绝缘和双稳压的。在输入处，由二极管53组成的整流器72接受单相、双相和三相功率。该功率通过变压器57被施加给开关稳压器90和集成电路62。鉴于DC端子两端存在的大的电压，开关稳压器90和集成电路62被堆叠FET (StackFET)配置中所采用的FET晶体管73补充以提升其工作电压。变压器57的次级具有二极管53和存储电容器56。电容器56两端的DC电压经由网络电阻器63和齐纳二极管75被传递给光隔离器65并且最终被传递给反馈端子。使用光隔离器65确保了输入与电源输出(6.4V DC)之间的电流隔离。最终，线性电压稳压器81的输出(3.3VA DC)被传递给运算放大器70，运算放大器70被配置为具有设置分离轨电压的两个电阻器63的均匀增益缓冲器。主中性点连接到该分离轨点并且也连接到零欧姆电阻器。电感器78使供电轨数字(+3.3V)与模拟(3.3VA)隔离并且降低了噪声。
接着，图15A、15B、15C、1 和15E示出了通信装置的电路。优选地为至少一个USB 通信接口 25的通信装置允许用户根据需要监控并设置本发明的节能设备和系统I的参数。
图15B中示出了 USB通信接口 25的电路，图15C中示出了用于使USB通信接口 25 与数字信号处理器10隔离的隔离块71，图1 和图15E中示出了用于将通信装置连接到数字信号处理器10的第一连接器76和第二连接器77。
因为主印刷电路板不与中性点隔离，所以必须电流隔离USB通信接口 25。利用数字信号处理器10的内置串行通信特征来与通信装置46串行通信。在隔离障碍的用户侧的信号被施加给集成电路62，集成电路62是如下设备:其接收串行数据并将其翻译成USB数据以经由主机USB端口 74直接连接到计算设备16。主机USB5V功率用于对通信装置46供电并且避免了需要从上述单元提供单独的功率。优选地，存在两个活动发光二极管14，其指示TX (发送)和RX (接收)通道上的活动性。通信优选地在9600波特操作，鉴于传递的数据的量较小，所以该速度是足够的。
尽管并非必须在节能设备和系统I的运行中包括通信装置，但这是一种允许更容易地使用设备和系统I的特征。
最后，参 考图16和图17，示出了本发明的视窗界面40的截屏。视窗界面40显示在计算设备16上并允许用户根据需要来监控和配置节能设备和系统I。提供了具有多个字段42的主监控屏幕41，其中，终端用户可以调整节能设备和系统I。例如，字段42可以包括操作模式字段43、相位字段44、启动字段45、校准字段46和设置点字段47。
在操作字段43中，用户可以选择他/她/它希望节约能量的方式。这些方式包括将输出伏数调整固定百分比的降压百分比、输出伏数旨在实现节省百分比的节省降低百分比以及均方根伏数输出为预设值的电压调节。
相位字段44允许用户选择结合节能设备和系统I使用的相位类型，即单相、双相或三相。
启动字段45允许用户配置系统和设备I以随机地启动和/或具有延迟或“软启动”，其中，用户输入系统和设备将会启动的以秒为单位的延迟时间。
校准字段46允许用户输入期望的精确校准和/或旋转相位。
设置点字段47显示用户所选择的设置并且示出通过利用节能设备和系统I作为电压调节、降压百分比或功率节省降低百分比而节省的能量的量。关于百分比降压，下限 RMS设置为低于通过其的输入电压，以允许输入电压在小于或等于下限电压时被穿过。关于百分比节省降低，下限RMS设置为低于通过其的输入电压。
在视窗界面40上提供的指示器48显示工作电流、工作电压、行频率、计算出的功率节省和相位旋转。
视窗界面40中可以合并有实时时钟49以允许编程预定时间和预定操作时间的附加降压，对于预定操作时间，例如几个季节、一星期中的几天、一天中的几个小时。另外，用户可以将节能设备和系统I编程为在一天中的各个时间期间操作。实时时钟49通过通信端口来设置或者被固定以允许选择通过经验得知会呈现电网超载的规定的季节日期和时间。 在这些时间期间，系统允许进一步降低经调节的AC电压，从而降低电网上的负载。可限定多个时间，每个时间都具有其自身的附加百分比降低或电压降。
数字量电计50提供了记录关于功率使用、功率因数和电涌的统计数据的装置。数字量电计50还提供了包括用于功率因数校正的电容器的能力，对单相、双相和三相系统进行操作以及对全世界范围内的电压进行操作。其可以远程地或本地地使用以由供应商任意地禁止或使能用户的电源。另外，数字量电计50可以检测节能设备和系统I何时已经被试图避免对能耗进行支付的终端用户桥接了，其中，供应商被警告这样的乱用。最终，使用实时时钟49允许用户和/或供应商在一天中的选择的时间或者在选择的时间段降低功耗，从而缓解和/或消除供电不足情况。
图18A至图18C—起示出了被配置成用于220/230均方根电压值(Vniis)的电压升压器设备30'的第一实施例。也可以将电压升压器设备30'配置成用于120/127V S。图 18A示出了变压器41'和开关16'。开关16'包括第一继电器20'和第二继电器22'。图 18B示出了电源24'。图18C示出了微处理器26'。转向图18A，变压器41'的次级绕组 2A和2B串联在输入线带电端子6'与输出线带电端子8'之间。带电输入线34'至带电输出线36'总是经过变压器次级绕组2A 和2B，并且没有被切换。为了配置用于120/127V.， 次级绕组2A和2B应当并联。替选地，变压器可以是具体地用于230VU20V或任何其他电压范围的单电压型变压器。
变压器初级绕组1OA和IOB具有连接至带电输入端子6'的第一端或第一线12' 以及通过连接器F2连接至电子开关16'的第二端或第二线14'。开关16'使得变压器第二线14':(I)能够与变压器初级绕组10AU0B的第一线12'相连，从而将变压器41' 短路；或者(2)能够与中性线18'相连。连接器(F1、F2、F3)是Faston型连接器。连接器(F1、F2、F3)允许可移除地插入允许更大或更小负载的不同额定电流的变压器。也考虑其 他类型的连接器。
当变压器初级绕组第二线14'切换到中性点时，次级电压加到干线输入电压，从 而在带电输出端子8'处提供升高的或增加的输出电压。可以在带电输出端子8'处连接 电负载，如住宅负载、商业负载或工业负载。调整绕组电压的相位以将其加到输入AC线电 压，从而在需要时提供升高的电压。当微处理器26'切换到增加的或升高的电压时，升高的 电压可以保持为输入Vniis乘以变压器匝数比的百分比。
当开关16'切换到其他情况、状态或位置，以从中性点去除第二线14'连接并且 将其与第一线12'相连时，变压器初级绕组IOA和IOB被短路。通过在未升高的情况或状 态下产生短路，变压器41'被断开并且不消耗任何电力。同样地，由于初级绕组IOA和IOB 被短接，并且次级绕组2A和2B被永久地连接在输入端子6'与输出端子8'之间，所以次 级侧基本上不存在电流的无功分量，并且因此在未升高的操作中基本上不会发生感性无功 损耗。AC功率从带电输入端6'到带电输出端8'的通道的唯一阻碍是次级绕组2A和2B 的铜绕组或其他绕组的非常小的欧姆电阻。
对变压器初级侧(10A、10B)有利地进行了切换。尽管切换可以发生在变压器41' 的次级侧(2A、2B)，但是将会存在不利的大的电流。由于变压器41'可以具有10至I的系 数，所以在变压器41'的初级侧(10AU0B)仅需要切换十分之一的电流。也考虑其他变压 器系数。变压器系数是次级绕组(2A、2B)的匝数与初级绕组(10AU0B)的匝数之比。在所 有实施例中，与在要在变压器41'的次级侧(2A、2B)发生切换的情况下的非常昂贵的器件 相比，这种在初级侧进行切换的技术使得能够将更小的更可靠的开关用于更低的电流，如 继电器器件20'和22'。此外，有利的是，初级绕组侧的切换不会在切换期间带来电力的 中断。尽管示出了两个继电器器件20'和22'，但是也考虑可以存在多于两个器件(20'、 22’ )。
电源24'(图18B)可以向切换网络16'和微处理器26'提供电力。可以采用小 的便宜的五(5)伏DC电源来对开关16'和/或微处理器26'供电，尽管也考虑其他电源 和电压，包括交流电源和电压。器件20'和22'(图18A)可以每个包括与小的TRIAC器 件通信的光耦合驱动器，从而形成两个固态AC继电器。可以考虑使用光电(opto)隔离的 TRIAC (0T1、0T2)的光电隔离的三端双向可控硅开关元件驱动器。可以考虑其他类型的继 电器。也考虑:可以通过使用其他功率控制器件包括TRIAC、SCR、IGBT和/或MOSFET来控 制电压。
微处理器26'(图18C)测量AC输入线电压，如线34'或28'中的，并且决定应该 在该处采用增加的电压的电压电平。也考虑其他类型的处理器。3个小的跨接线块或3X2 排线32'可以允许选择如下面的表I和图19C所示的六(6)个电压。
表1:跨接线电压选择
权利要求
1.一种用于管理用电量的方法，包括步骤: 在第一预定时段内，经由具有数字信号处理器的基于IGBT/FET的设备的带电输出线来提供分配的电量；以及 在所述第一预定时段内，通过所述数字信号处理器经由所述带电输出线来监控消耗的电力； 其中，所述基于IGBT/FET的设备包括: 至少一个相输入连接，所述至少一个相输入连接被配置成用于向所述基于IGBT/FET的设备中输入具有至少一个模拟信号的预定量的输入能量； 至少一个磁通集中器，所述至少一个磁通集中器连接至所述至少一个相输入连接并且被配置成用于感测到所述基于IGBT/FET的设备中的所述预定量的输入能量； 至少一个过零伏点检测器，所述至少一个过零伏点检测器与所述至少一个相输入连接电连接并且被配置成用于确定所述至少一个模拟信号的至少一个过零伏点； 至少一个半周识别器，所述至少一个半周识别器与所述至少一个相输入连接电连接并且被配置成用于识别所述至少一个模拟信号的至少一个正半周和所述至少一个模拟信号的至少一个负半周； 至少一个逻辑设备，所述至少一个逻辑设备与所述至少一个过零伏点检测器和所述至少一个半周识别器电连接并且被配置成用于将所述至少一个模拟信号的所述至少一个正半周和所述至少一个模拟信号的所述至少一个负半周发送给所述数字信号处理器； 所述数字信号处理器，所述数字信号处理器与所述至少一个逻辑设备电连接并且被配置成用于处理所述至少一个模拟信号；至少一个降压装置，所述至少一个降压装置具有至少一个驱动控制，其中，所述至少一个降压装置与所述至少一个数字信号处理器电连接并且被配置成用于通过向所述至少一个模拟信号提供相位宽度调制来降低所述预定量的输入能量以产生降低的量的能量；以及至少一个相输出连接，所述至少一个相输出连接与所述至少一个降压装置电连接并且被配置成用于将所述降低的量的能量输出到所述基于IGBT/FET的设备外面。
2.根据权利要求1所述的方法，还包括步骤: 在所述第一预定时段内，当监控的电力超过所述分配的电量时，切断所述带电输出线的电力。
3.根据权利要求2所述的 方法，其中，所述第一预定时段是在预期的停电情况期间。
4.根据权利要求1所述的方法，还包括步骤: 在所述第一预定时段内，当监控的电力超过所述分配的电量时，通过所述数字信号处理器来发送第一信号。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，所述第一信号是听得见的声音。
6.根据权利要求4所述的方法，还包括步骤: 如果在所述第一信号之后的预定时间所述监控的电力超过所述分配的电量，则在所述第一信号之后的所述预定时间切断所述带电输出线的电力。
7.根据权利要求6所述的方法，其中，所述切断步骤在所述监控步骤期间发生。
8.根据权利要求6所述的方法，还包括步骤: 在所述切断步骤之后，接通所述带电输出线的所述分配的电量。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述接通步骤响应于命令而发生。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述命令是命令开关的状态的变化。
11.根据权利要求2所述的方法，还包括步骤:在第二预定时段内，通过所述基于IGBT/FET的设备来接收AC输入线电压；在所述第二预定时段内，从所述基于IGBT/FET的设备供给所述带电输出线的小于所述AC输入线电压的预定电压；以及在所述第二预定时段内，测量所述AC输入线电压。
12.根据权利要求11所述的方法，还包括步骤:提供变压器，所述变压器的次级绕组在带电输入线与带电输出线之间，并且所述变压器的初级绕组在第一端与所述带电输入线电连接以及在第二端与电子开关电连接；接收所述带电输入线的所述AC输入线电压；在所述第二预定时段内，当所述AC输入线电压大于所述预定电压时，通过微处理器将所述电子开关控制为使所述初级绕组第二端与所述带电输入线电连接的第一状态。
13.根据权利要求12所述的方法，还包括步骤:当所述电子开关处于所述第一状态时，通过将所述变压器初级绕组短路来消除所述次级绕组中电流的无功分量。
14.根据权利要求12所述的方法，还包括步骤:在所述第二预定时段内，当所述AC输入线电压小于所述预定电压时，通过所述微处理器将所述电子开关控制为使所述第二端电连接至中性点的第二状态；以及在所述第二预定时段内，通过使用所述电子开关将变压器次级电压加到所述AC输入线电压，来通过所述变压器将所述变压器带电输出线的电压增大到所述预定电压。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，在对所述开关在所述第一状态与所述第二状态之间进行控制期间，不存在所述变压器带电输出线的电压中断。
16.根据权利要求14所述的方法，其中，所述开关包括与IGBT设备电连接的二极管电桥电路。
17.一种用于管理用电量的系统，包括:公用电网；变压器；微处理器；电源；电子开关；以及基于I GBT/FET的设备；其中，所述公用电网与所述变压器的带电输入线电连接；其中，所述变压器具有在所述带电输入线与带电输出线之间的次级绕组；其中，所述变压器具有在第一端与所述带电输入线电连接并且在第二端与所述电子开关电连接的初级绕组；其中，所述电子开关具有用于将所述初级绕组短路的第一状态以及用于将变压器次级电压加到干线输入电压的第二状态；其中，所述微处理器与所述带电输入线和所述电子开关电连接；其中，所述电源与所述电子开关电连接并且被配置成用于向所述电子开关提供电力；以及其中，所述基于IGBT/FET的设备包括:至少一个电源单元，所述至少一个电源单元与所述基于IGBT/FET的设备电连接并且被配置成用于向所述基于IGBT/FET的设备供电；至少一个相输入连接，所述至少一个相输入连接被配置成用于向所述基于IGBT/FET 的设备中输入来自所述公用电网的具有至少一个模拟信号的预定量的输入能量；至少一个电流互感器，所述至少一个电流互感器连接至所述至少一个相输入连接并且被配置成用于感测到所述基于IGBT/FET的设备中的所述预定量的输入能量；至少一个模拟信号调节设备，所述至少一个模拟信号调节设备被配置成用于对离开所述至少一个电流互感器的所述能量的所述至少一个模拟信号进行调节；至少一个过零伏点检测器，所述至少一个过零伏点检测器与所述至少一个相输入连接电连接并且被配置成用于确定所述至少一个模拟信号的至少一个过零伏点；至少一个半周识别器，所述至少一个半周识别器与所述至少一个相输入连接电连接并且被配置成用于识别所述至少一个模拟信号的至少一个正半周和所述至少一个模拟信号的至少一个负半周；至少一个逻辑设备，所述至少一个逻辑设备与所述至少一个过零伏点检测器和所述至少一个半周识别器电连接并且被配置成用于将所述至少一个模拟信号的所述至少一个正半周和所述至少一个模拟信号的所述至少一个负半周发送给被配置成用于处理所述至少一个模拟信号的至少一个数字信号处理器；所述至少一个数字信号处理器，所述至少一个数字信号处理器与所述至少一个逻辑设备电连接并且被配置成用于处理所述至少一个模拟信号；至少一个降压装置，所述至少一个降压装置具有至少一个驱动控制，其中，所述至少一个降压装置与所述至少一个数字信号处理器电连接并且被配置成用于通过向所述至少一个模拟信号提供相位宽度调制来降低所述预定量的输入能量以产生降低的量的能量； 至少一个相输出连接，所述至少一个相输出连接与所述至少一个降压装置电连接并且被配置成用于将所述降低的量的能量输出到所述基于IGBT/FET的设备外面；以及信号模块，所述信号模块与所述数字信号处理器电连接并且被配置成提供信号。
18.一种用于管理用电量的方法，包括步骤:在第一预定时段内，通过基于IGBT/FET的设备来接收AC输入线电压；在所述第一预定时段内，从所述基于IGBT/FET的设备供给带电输出线的小于所述AC 输入线电压的预定电压；在所述第一预定时段内，测量所述AC输入线电压；在所述第一预定时段内 ，当所述AC输入线电压大于所述预定电压时，通过微处理器将变压器的初级绕组侧的开关控制为第一状态；当所述开关处于所述第一状态时，通过将所述初级绕组侧短路来消除所述变压器的次级绕组中的电流的无功分量；在所述第一预定时段内，当所述AC输入线电压小于所述预定电压时，通过所述微处理器将所述开关控制为第二状态；以及在所述第一预定时段内，通过处于所述第二状态的所述开关来将从所述变压器的次级绕组侧输出的电压增大至所述预定电压；其中，所述基于IGBT/FET的设备包括:用于向所述基于IGBT/FET的设备中输入预定量的输入能量的装置；用于感测到所述基于IGBT/FET的设备中的所述预定量的输入能量的装置；用于调节所述能量的至少一个模拟信号的装置；用于确定经调节的所述至少一个模拟信号的至少一个过零伏点的装置；用于识别经调节的所述至少一个模拟信号的至少一个正半周和至少一个负半周的装置；用于将所述至少一个模拟信号的所述至少一个正半周和所述至少一个模拟信号的所述至少一个负半周发送给至少一个数字信号处理器的装置；用于处理经调节的所述至少一个模拟信号的装置；用于减小具有所述预定量的能量的经调节的所述至少一个模拟信号以产生降低的量的能量的装置；以及用于将所述降低的量的能量输出到所述基于IGBT/FET的设备外面的装置。
19.根据权利要求18所述的方法，还包括步骤:在第二预定时段内，经由所述基于IGBT/FET的设备的带电输出线来提供分配的电量； 在所述第二预定时段内，监控经由所述带电输出线消耗的电力；以及在所述第二预定时段内，当监控的电力超过所述分配的电量时，切断所述带电输出线的电力。
20. 根据权利要求19所述的方法，其中，所述第二预定时段是在预期的停电情况期间， 并且其中，所述开关第二状态被配置成用于供电不足情况。
全文摘要
提供了一种用于管理用电量的系统和方法。在预定时段内，如在停电情况期间，数字信号处理器(DSP)控制基于绝缘栅双极晶体管/场效应管(IGBT/FET)的设备供给分配的电量。当消耗的电量超过分配的量时，DSP切断电力。替选地，本系统提供用于降低消耗的电力的信号。如果在预定量的时间之后还没有降低足够的负载，则电力被切断。替选地或者此外，DSP可以切断给预定电源插座的电力，而向其他电源插座提供电力。以将用电量降低至预定量。在其他时段内，DSP控制IGBT/FET设备提供小于AC输入线电压的预定电压。当电压下降为低于预定电压时，如在供电不足情况期间，微处理器控制变压器系统的初级绕组侧的电子开关提供升高的输出电压。
文档编号H02J13/00GK103141007SQ201180046864
公开日2013年6月5日 申请日期2011年4月18日 优先权日2010年9月29日
发明者约翰·L·拉姆斯登, 拉斐尔·E·扎加 申请人:智能动力股份有限公司