专利名称：一种单相光伏逆变器无功控制方法及电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及光伏新能源领域，具体涉及一种单相光伏逆变器无功控制方法及电路，可应用于任何功率级的单相光伏逆变器无功控制，也可以应用于单相电路的静止无功补偿装置。
背景技术：
随着光伏发电在电网配网系统中所占比例渐大，光伏发电对电网的谐波污染也越加变大，对电网的电能质量也造成了影响；而且在大型配电系统中，其他用电设备不可避免的对电网造成谐波污染。对于这些谐波污染，无功补偿能够很好的解决一部分电网的谐波污染。相对于没有无功补偿功能的光伏逆变系统，具有无功功率补偿功能的光伏逆变系统对于减轻电网负担、改善供电质量具有重要意义，因此无功补偿在光伏发电系统也显得越加重要起来，进而成为光伏逆变器的一个衡量标准。 图IA是大部分单相光伏逆变器无功控制电路所采用的系统结构图，本发明所介绍的无功控制方法以及与其相比较的两种现有的无功控制方法均是基于如图IA所示的系统结构图而作比较。如图IA所示，单相光伏逆变器无功控制电路，包括母线电压支撑电容、单相全桥逆变电路、滤波电感、EMC滤波电路、采样电路、功率开关管驱动电路以及DSP ；其中，母线电压支撑电容包括第一电容Cl ;第一电容Cl的正极与单相全桥逆变电路的第一输入端相连，此处电压为直流母线电压Ubus ;第一电容Cl的负极与单相全桥逆变电路的第二输入端相连；单相全桥逆变电路用于实现直流电到交流电的逆变控制，其包括四个IGBT开关管一第一功率开关管Tl、第二功率开关管T2、第三功率开关管T3、第四功率开关管T4，及四个二极管一第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4 ；其中，所述的四个二极管一第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4，分别反向并联于所述的四个IGBT开关管一第一功率开关管Tl、第二功率开关管T2、第三功率开关管T3、第四功率开关管T4的两端；即第一二极管Dl反向并联于第一功率开关管Tl的两端；第二二极管D2反向并联于第二功率开关管T2的两端；第三二极管D3反向并联于三功率开关管T3的两端；第四二极管D4反向并联于第四功率开关管T4的两端；所述的四个IGBT开关管一第一功率开关管Tl、第二功率开关管T2、第三功率开关管T3、第四功率开关管T4，分别具有一源极及一漏极；所述的第一电容Cl的正极与所述第一功率开关管Tl的漏极、所述第三功率开关管T3的漏极相连；所述的第一电容Cl的负极与所述的第二开关管T2的源极、所述的第四开关管T4的源极相连；所述第一开关管Tl的源极与所述的第二开关管T2的漏极电性相连后，作为所述的单相全桥逆变电路的第一输出端；所述第三开关管T3的源极与所述的第四开关管T4的漏极电性相连后，作为所述的单相全桥逆变电路的第二输出端；滤波电感包括第一电感LI、第二电感L2 ;第一电感LI的第一端与单相全桥逆变电路的第一输出端相连；第二电感L2的第一端与单相全桥逆变电路的第二输出端相连;第一电感LI的第二端与EMC电路滤波电路的第一输入端相连；第二电感L2的第二端与EMC电路滤波电路的第二输入端相连；采样电路(图未示)用于采样检测，包括三个输入引脚，分别与单相全桥逆变电路的第一输入端、EMC电路滤波电路的第一输入端和EMC电路滤波电路的第一输出端相连；米样电路(图未示)还包括三个输出引脚，分别与DSP的三个输入引脚相连，分别输出如下信号直流母线电压Ubus，电网电压Uac、电网电流Iac ；DSP (Digital Signal Processor,数字信号处理器)包括 PLL(Phase LockedLogic，锁相环)控制模块、电压外环PI控制模块、电流内环PI前馈控制模块和正弦PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)发波控制模块， PLL控制模块的输入是电网电压Uac，PLL控制模块的输出为与电网电压Uac同步相位换算值sin(co t+θ)，其中，Θ为电网电流Iac与电网电压Uac之间的相位角偏差，(Θ=O时电网电流Iac相位完全同步于电网电压Uac相位；Θ不为O时添加无功控制)；无功控制是基于电网电流Iac与电网电压Uac之间的相位角偏差的控制，没有无功控制时是要求电网电流Iac与电网电压Uac之间的相位角保持一致，而无功控制则要求电网电流Iac与电网电压Uac之间的相位角保持一定的偏差Θ ；DSP的正弦PWM发波控制模块的输入信号包括PWM发波控制输入调制波Upwm、电网电压Uac、给定的三角载波Uc ；DSP的正弦PWM发波控制模块的输出是四路PWM信号PWMl' ,PWM2/ ,PWM3/ ,PWM4/ ；DSP包括三个输入引脚,分别输入如下信号直流母线电压Ubus,电网电压Uac、电网电流Iac ;DSP包括四个输出引脚，分别输出四路PWM信号PWMr、PWMV、PWMY、PWM4,；所述的功率开关管驱动电路包括四个输入引脚，其与DSP的四个输出引脚分别相连；所述的功率开关管驱动电路包括四个PWM输出引脚第一 PWM输出引脚、第二 PWM输出弓丨脚、第三PWM输出引脚、第四PWM输出引脚，其与所述的单相全桥逆变电路中的四个IGBT开关管一第一功率开关管Tl、第二功率开关管T2、第三功率开关管T3、第四功率开关管T4的栅极分别相连，分别输出P丽信号PWM1、PWM2、P丽3、P丽4 ;PWM1、PWM2、P丽3、P丽4分别控制单相全桥逆变电路的第一功率开关管Tl、第二功率开关管T2、第二功率开关管T3、第四功率开关管T4进行逆变；功率开关管驱动电路输出四路脉宽调制波，对单相全桥逆变电路进行控制；当功率开关管驱动电路的某个PWM输出引脚为低电平时，相当于功率开关管驱动电路的某个PWM输出引脚输出数字信号0，栅极与其相连的那个功率开关管呈截止状态，断开；当功率开关管驱动电路的某个PWM输出引脚为高电平时，相当于功率开关管驱动电路的某个PWM输出引脚输出数字信号1，栅极与其相连的那个功率开关管呈导通状态。对于三相逆变器来说，无功补偿比较容易实现；但是，对单相光伏逆变器来说就比较苛刻。目前，单相光伏逆变器主要采用单相全桥式电压型逆变电路。常见的对单相光伏逆变器的控制方法，是用由正弦波脉宽调制产生的开关信号去控制功率开关器件的开通和关断。这种采用正弦波脉宽调制的单相光伏逆变器控制方法，可用于无功补偿。目前常用的单相光伏逆变器无功控制方法，主要有两种技术方案；其中，技术方案一如图2A、图2B、图2C所示，为双极性无功控制方法；技术方案二如图3A、图3B、图3C所示，为一般单极性无功控制方法。I、双极性无功控制方法I. I技术方案一的内容——双极性无功控制方法与本发明直接相关的现有技术一如图2A、图2B、图2C所示，为双极性无功控制方法。采用图IA所示的系统结构图，双极性控制方法在PLL同步时添加相位角偏差量·Θ，进行无功控制。图2A是现有技术一——双极性无功控制方法的PWM发波的示意流程图；参见图2A,将正弦调制波Upwm与给定的双极性三角载波Uc作比较当正弦调制波Upwm处于正半周时，在正弦调制波Upwm大于等于给定的双极性三角载波Uc的部分，功率开关管T1、T4导通，Τ2、Τ3关断，在正弦调制波Upwm小于给定的双极性三角载波Uc的部分，功率开关管Τ2、Τ3导通，Tl、Τ4关断；在当正弦调制波Upwm处于负半周时，采用类似的处理方法——在正弦调制波Upwm大于等于给定的双极性三角载波Uc的部分，功率开关管Τ1、Τ4导通，Τ2、Τ3关断，在正弦调制波Upwm小于给定的双极性三角载波Uc的部分，功率开关管Τ2、Τ3导通，Τ1、Τ4关断。在PWM发波控制环节中，具体PWM发波方式如图2Β所示。图2Β是现有技术一——双极性无功控制方法的PWM发波的波形示意图；其中，纵轴为电压幅值，横轴为时间t，Uc为给定的双极性三角载波，Upwm为正弦调制波。其中，给定的双极性三角载波Uc，在DSP中由PWM控制寄存器来进行配置，采用上升下降对称的三角波形，至于具体的配置要依据所用各个DSP的不同来进行配置。在相位角偏差量Θ大于零时，双极性无功控制模式下电流波形如图2C所示，从图2C中可以看出电流相角超前于电网电压。图2C是现有技术一一双极性无功控制方法的电网电压Uac与电网电流Iac的波形示意图。I. 2现有技术一的缺点一方面，双极性控制方式能够很好的解决无功补偿控制，但这一技术方案的缺陷为功率开关器件开关损耗很大，使用寿命短，尤其是降低了逆变器的效率；从图2C可以看出来，双极性无功控制方法在每个给定的双极性三角载波Uc的周期，4个功率开关管Tl、T2、T3、T4都有导通关断发生，功率开关管工作时开关损耗大，使用寿命短，对于整个逆变器的效率有一定的影响。2、一般单极性无功控制方法2. 2技术方案二的内容——一般单极性无功控制方法与本发明直接相关的现有技术二如图3A、图3B、图3C所示，为一般单极性无功控制方法。一般单极性无功控制方法，也是采用图IA所示的系统结构图，在PLL同步时添加相位角偏差量Θ，与双极性调制方式不同的是在PWM发波控制环节中有所不同，具体PWM发波方式如图3B所示，图3B是现有技术二——一般单极性无功控制方法的PWM发波的波形示意图；其中，给定的三角载波Uc，在DSP中由PWM控制寄存器来进行配置，采用上升下降对称的三角波形，至于具体的配置要依据所用各个DSP的不同来进行配置。图3A是现有技术二一一般单极性无功控制方法的PWM发波的示意流程图；其中，在正弦调制波Upwm处于正半周时，功率开关管Tl、T3低频互补，Tl导通，T2、T3关断，——其中，在正弦调制波Upwm大于等于三角载波Uc的部分，Τ4导通；在正弦调制波Upwm小于三角载波Uc的部分，功率开关管Τ4关断；在正弦调制波Upwm处于负半周时，如图3Α中虚线所示，此时正弦调制波Upwm取其绝对值，功率开关管Tl、Τ3低频互补，Tl关断，Τ3导通，Τ4关断——其中，在正弦调制波Upwm的绝对值大于等于三角载波Uc的部分，功率开关管Τ2关断；在正弦调制波Upwm的绝对值小于三角载波Uc的部分，功率开关管Τ2导通。
在相位角偏差量Θ大于零时，双极性无功控制模式下电流波形如图3C所示。图3C是现有技术二——一般单极性无功控制方法的电网电压Uac与电网电流Iac的波形示意图。从图3C中可以看出电网电流Iac相位超前于电网电压Uac。2. 3现有技术二的缺点由图3C可以看出，平时所用的单极性控制方式也有其自身缺陷会在电网无功控制附近造成电流畸变，不利于无功功率控制，容易造成电网谐波污染。单极性无功控制的单相光伏逆变器输出电网电流Iac，虽然相位超前于电网电压Uac,但是在电网电流Iac相位超前于电网电压Uac相位的部分，电网电流波形不连续，有畸变，这样会对电网造成一定的谐波污染。2. 4分析现有技术二的缺点图3D是单相并网逆变器输出关系图。对于单相并网逆变器来说，可以把单相逆变器本身看成一个电压源加一个阻抗，然后与电网相连。在单相并网逆变器运行中的每一时刻的状态可以看成是电压源Uinv加阻抗Z与电压源Ug串联，如图3D所示，其中Z为逆变器内阻抗。适当的调节Uinv的幅值和相对于电网Ug的相位，就可以使逆变器吸收或者发出满足要求的无功电流，实现动态无功补偿，其实质是利用逆变器输出电压与电网电压在逆变器输出阻抗上的压差形成所需的无功补偿电流，实现逆变器与电网的能量交换，控制逆变器实现吸收或者发出无功功率。无功功率的产生主要是能量在电网与逆变器之间相互交换，采用如图3A和图3B所述的单极性控制，逆变器只能向电网输送能量，而不能吸收电网能量，故而造成如图3C所示的电流波形畸变。3.小结综上所述，针对现有技术中无功控制方法的不足，为了克服现有的单相光伏逆变器无功控制方法的开关损耗大、波形畸变严重、对电网谐波污染大等缺陷，提出一种既能降低功率开关管导通损耗、提高逆变器转换效率，又能使电流波形连续、减小输出谐波、降低对电网的谐波污染的单相光伏逆变器无功控制方法，成为当前亟待解决的问题。
发明内容
本发明的目的在于，针对现有的单相光伏逆变器无功控制方法的不足，而提出一种单相光伏逆变器无功控制方法，其用一种单相光伏逆变器无功控制电路实现，本发明既能降低功率开关管导通损耗、提高逆变器转换效率，又能使电流波形连续、减小输出谐波、降低对电网的谐波污染。为实现上述目的，本发明公开如下技术方案本发明公开一种单相光伏逆变器无功控制电路，其包括母线电压支撑电容、单相全桥逆变电路、滤波电感、EMC滤波电路、采样电路、功率开关管驱动电路以及DSP ；其中，母线电压支撑电容包括第一电容；第一电容的正极与单相全桥逆变电路的第一输入端相连；第一电容的负极与单相全桥逆变电路的第二输入端相连； 单相全桥逆变电路，其包括四个IGBT开关管一第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管，及四个二极管一第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管；其中，所述的四个二极管一第一二极管、第二二极管、第三二极管、第 四二极管，分别反向并联于所述的四个IGBT开关管一第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管的两端；即第一二极管反向并联于第一功率开关管的两端；第二二极管反向并联于第二功率开关管的两端；第三二极管反向并联于三功率开关管的两端；第四二极管反向并联于第四功率开关管的两端；所述的四个IGBT开关管一第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管，分别具有一源极及一漏极；所述的第一电容的正极与所述第一功率开关管的漏极、所述第三功率开关管的漏极相连；所述的第一电容的负极与所述的第二开关管的源极、所述的第四开关管的源极相连；所述第一开关管的源极与所述的第二开关管的漏极电性相连后，作为所述的单相全桥逆变电路的第一输出端；所述第三开关管的源极与所述的第四开关管的漏极电性相连后，作为所述的单相全桥逆变电路的第二输出端；滤波电感包括第一电感、第二电感；第一电感的第一端与单相全桥逆变电路的第一输出端相连；第二电感的第一端与单相全桥逆变电路的第二输出端相连；第一电感的第二端与EMC电路滤波电路的第一输入端相连；第二电感的第二端与EMC电路滤波电路的第二输入端相连；采样电路包括三个输入引脚，分别与单相全桥逆变电路的第一输入端、EMC电路滤波电路的第一输入端和EMC电路滤波电路的第一输出端相连；米样电路还包括三个输出引脚，分别与DSP的三个输入引脚相连，分别输出如下信号直流母线电压Ubus，电网电压Uac、电网电流Iac ；DSP包括PLL控制模块、电压外环PI控制模块、电流内环PI前馈控制模块和正弦PWM发波控制模块， 其中，PLL控制模块的输入是电网电压Uac，PLL控制模块的输出为与电网电压Uac同步相位换算值sin(co t+θ)，其中，Θ为电网电流Iac与电网电压Uac之间的相位角偏差;正弦PWM发波控制模块的输入包括PWM发波控制输入调制波Upwm、电网电压Uac、给定的三角载波Uc ;正弦PWM发波控制模块的输出是四路PWM信号PWMr , PWM2/、PWM3/ 、PWM4,；
DSP包括三个输入引脚,分别输入如下信号直流母线电压Ubus,电网电压Uac、电网电流Iac ;DSP包括四个输出引脚，分别输出四路PWM信号PWMr、PWMV、PWMY、PWM4,；所述的功率开关管驱动电路包括四个输入引脚，其与DSP的四个输出引脚分别相连；所述的功率开关管驱动电路包括四个PWM输出引脚，其与所述的单相全桥逆变电路中的四个IGBT开关管一第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管的栅极分别相连，分别输出PWM信号PWM1、PWM2、PWM3、PWM4 ；其中所述的单相光伏逆变器无功控制电路中，DSP的电压外环PI控制模块的输入是直流母线电压Ubus与直流母线电压控制给定量Ubus'的差值，电压外环PI控制模块的输出是电压外环输出量Im ；所述的单相光伏逆变器无功控制电路中，DSP的电流内环PI前馈控制模块的输入 是电流内环电流给定量Ig与电网电流Iac的差值；其中，所述的电流内环电流给定量Ig =Im^sin (ω +θ);电流内环PI前馈控制模块的输出是Ul ；所述的单相光伏逆变器无功控制电路中，DSP的正弦PWM发波控制模块的输出是四路PWM信号PWMP > PWM2/、PWMV、PWM4' ;DSP的正弦PWM发波控制模块的输入包括PWM发波控制输入调制波Upwm、电网电压Uac、给定的三角载波Uc ;其中，所述的PWM发波控制输入调制波Upwm，是电流内环PI前馈控制模块的输出Ul与电网电压Uac的和；所述的单相光伏逆变器无功控制电路中，作为DSP的正弦PWM发波控制模块的输入信号之一的所述的PWM发波控制输入调制波Upwm，是电流内环PI前馈控制模块的输出Ul与电网电压Uac的和；DSP的正弦PWM发波控制模块的输入信号还包括电流内环电流给定量Ig。所述的单相光伏逆变器无功控制电路，还包括光伏电池阵列、Boost升压电路；其中，Boost升压电路包括第三电感、第五功率开关管、第五二极管和第六二极管；其中，第五二极管反向并联于第五功率开关管；第三电感的第一端与光伏电池阵列的第一端相连；第三电感的第二端与第五功率开关管的漏极和第六二极管的正极相连；第五功率开关管的源极接地，作为Boost升压电路的第二输入端，与光伏电池阵列的第二端相连，同时，作为Boost升压电路的第二输出端，与单相全桥逆变电路的第二输入端相连；第五功率开关管的栅极受控于功率开关管驱动电路的第五PWM输出引脚；第六二极管的负极是Boost升压电路的第一输出端,与单相全桥逆变电路的第一输入端相连；Boost升压电路的第一输出端与第一电容的正极和单相全桥逆变电路的第一输入端相连；B00st升压电路的第二输出端与第一电容的负极和单相全桥逆变电路的第二输入端相连；所述的单相光伏逆变器无功控制电路中，采样电路还包括三个输入引脚，分别与光伏电池阵列的第一端、Boost升压电路中第三电感的第一端和第二端相连；米样电路还包括二个输出引脚，分别与DSP的二个输入引脚相连；所述的单相光伏逆变器无功控制电路中，DSP还包括二个输入引脚分别输入光伏电池阵列输出电压Upv、光伏电池阵列输出电流Ipv ；DSP还包括第五输出引脚,输出PWM信号PWl^ ；
所述的单相光伏逆变器无功控制电路中，所述的功率开关管驱动电路还包括第五输入引脚，其与DSP的第五输出引脚相连；所述的功率开关管驱动电路包括第五PWM输出引脚，其与所述的光伏逆变器中的第五IGBT开关管一第五功率开关管的栅极相连，输出PWM信号PWM5 ；PWM控制Boost升压电路中的第五功率开关管；所述的单相光伏逆变器无功控制电路中，DSP还包括MPPT模块、Boost升压PI控制丰吴块，其中，MPPT模块的输入是光伏电池阵列输出电压Upv和光伏电池阵列输出电流Ipv, MPPT模块的输出是MPPT电压扰动给定量Upv,；Boost升压PI控制模块的输入是光伏电池阵列输出电压Upv与MPPT电压扰动给定量UpV之差，Boost升压PI控制模块的输出是PWM5'。
本发明还公开一种单相光伏逆变器无功控制方法，其用所述的单相光伏逆变器无功控制电路的DSP的正弦PWM发波控制模块实现，所述的单相光伏逆变器无功控制方法，包括以下步骤步骤S401，判断电网电压Uac >= O是否成立——如果成立，则转到步骤S402a，如果不成立，则转到步骤S402b ；步骤S402a,判断电流内环电流给定量Ig > = O是否成立-如果成立，则转到步
骤S403a，如果不成立，则转到步骤S403b ；步骤S402b,判断电流内环电流给定量Ig > = O是否成立-如果成立，则转到步
骤S404a，如果不成立，则转到步骤S404b ；步骤S403a，比较PWM发波控制输入调制波Upwm的绝对值与给定的三角载波Uc，
判断|Upwm| >= Uc是否成立-如果成立，则转到步骤S405a,如果不成立,则转到步骤
S405b ；步骤S403b，比较PWM发波控制输入调制波Upwm的绝对值与给定的三角载波Uc，
判断|Upwm| >= Uc是否成立-如果成立，则转到步骤S406a,如果不成立,则转到步骤
S406b ；步骤S404b，比较PWM发波控制输入调制波Upwm的绝对值与给定的三角载波Uc，
判断|Upwm| >= Uc是否成立-如果成立，则转到步骤S407a,如果不成立,则转到步骤
S407b ；步骤S404a，比较PWM发波控制输入调制波Upwm的绝对值与给定的三角载波Uc，
判断|Upwm| >= Uc是否成立-如果成立，则转到步骤S408a,如果不成立,则转到步骤
S408b ；步骤S405a 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = 1，PWM2' = O, PWM3/ = O, PWM4'=I，之后结束;步骤S405b 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = 1，PWM2' = O, PWM3/ = O, PWM4'=0，之后结束；步骤S406a 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = O, PWM2' = O, PWM3/ = O, PWM4'=0，之后结束；步骤S406b 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = O, PWM2' = O, PWM3/ = 1，PWM4'=0，之后结束；
步骤S407a 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = O, PWM2' = 1，PWM3/ = 1，PWM4'=0，之后结束；步骤S407b 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = O, PWM2' = O, PWM3/ = 1，PWM4'=0，之后结束；步骤S408a 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = O, PWM2' = O, PWM3/ = O, PWM4'=0，之后结束；步骤S408b 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = 1，PWM2' = O, PWM3/ = O, PWM4'=0，之后结束。本发明的有益效果在于，提出一种单相光伏逆变器无功控制方法，其用一种单相光伏逆变器无功控制电路实现，本发明既能降低功率开关管导通损耗、提高逆变器转换效率，又能使电流波形连续、减小输出谐波、降低对电网的谐波污染。
为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图和具体实施方式
，对本发明上述的和另外的技术特征和优点作作更详细的说明。图IA是现有技术一和二采用的单相光伏逆变器无功控制电路的系统结构示意图；图IB是本发明方案采用的单相光伏逆变器无功控制电路的系统结构示意图；图2A是现有技术——一双极性无功控制方法的PWM发波的示意流程图；图2B是现有技术——一双极性无功控制方法的PWM发波的波形示意图；图2C是现有技术——一双极性无功控制方法的电网电压Uac与电网电流Iac的波形示意图；图3A是现有技术二一一般单极性无功控制方法的PWM发波的示意流程图；图3B是现有技术二——一般单极性无功控制方法的PWM发波的波形示意图；图3C是现有技术二——一般单极性无功控制方法的电网电压Uac与电网电流Iac的波形示意图；图3D是单相并网逆变器输出关系图；图4A是本发明的单相光伏逆变器无功控制方法的PWM发波的示意流程图；图4B是本发明的单相光伏逆变器无功控制方法的PWM发波的波形示意图；图4C是本发明的单相光伏逆变器无功控制方法的电网电压Uac与电网电流Iac的波形示意图(可见电流Iac超前电压相位Uac)；图5是，如图IA所示的单相光伏逆变器无功控制电路中的单相全桥逆变电路，采用如图4A、图4B所示的单相光伏逆变器无功控制方法，在电网电压Uac正半周期内、Ig >=O的工作状态(I)下的两种电路工作模式(箭头为此状态下电流的流向)；图5A是工作状态(I)的第一种电路工作模式-工作状态(S405b)的等效电路(箭头为此状态下电流的流向)；图5B是工作状态(I)的第二种电路工作模式-工作状态(S405a)的等效电路(箭头为此状态下电流的流向)；图6为如图IA所示的单相光伏逆变器无功控制电路中的单相全桥逆变电路，采用如图4A、图4B所示的单相光伏逆变器无功控制方法，在电网电压Uac正半周期内、Ig < O的工作状态(2)下的两种电路工作模式(箭头为此状态下电流的流向)；图6A是工作状态(2)的第一种电路工作模式-工作状态(S406b)的等效电路(箭头为此状态下电流的流向)；图6B是工作状态(2)的第二种电路工作模式-工作状态(S406a)的等效电路(箭头为此状态下电流的流向)；图7为如图IA所示的单相光伏逆变器无功控制电路中的单相全桥逆变电路，采用如图4A、图4B所示的单相光伏逆变器无功控制方法，在电网电压Uac负半周期内、Ig < O的工作状态(S404a)的两种电路工作模式(箭头为此状态下电流的流向)；图7A是工作状态(S404a)的第一种电路工作模式-工作状态(S407b)的等效电路(箭头为此状态下电流的流向)； 图7B是工作状态(S404a)的第二种电路工作模式-工作状态(S407a)的等效电路(箭头为此状态下电流的流向)；图8为如图IA所示的单相光伏逆变器无功控制电路中的单相全桥逆变电路，采用如图4A、图4B所示的单相光伏逆变器无功控制方法，在电网电压Uac负半周期内、Ig > =O的工作状态(S404b)的两种电路工作模式(箭头为此状态下电流的流向)；图8A是工作状态(S404b)的第一种电路工作模式-工作状态(S408b)的等效电路(箭头为此状态下电流的流向)；图8B是工作状态(S404b)的第一种电路工作模式-工作状态(S408a)的等效电路(箭头为此状态下电流的流向)。
具体实施例方式下面将结合附图对本发明的具体实施方式
作进一步的详细描述。需要注意的是，根据本发明的无功控制方法的实施方式仅仅作为例子，但本发明不限于该具体实施方式
。本发明公开了一种单相光伏逆变器无功控制方法，是一种以数字化信号处理器(DSP)为核心的高效率、高性能的无功控制方法。本发明可有效利用太阳发电，同时适应于新的并网要求，可以实现无功功率控制，减低对电网的谐波污染。如图IB所示的系统结构图，是本发明的单相光伏逆变器无功控制电路的系统结构示意图。如图IB所示，光伏电池板阵列的直流电流通过直流滤波器滤波之后，通过单相全桥逆变电路由直流逆变为交流，再经交流滤波器滤波发送到电网上，其中其在采样电路对直流侧电压、电流，交流侧电压、电流进行采样后，进行系统电压外环、电流内环控制，同时对交流电压信号进行锁相得到控制系统的同步信号，电压外环控制器输出信号Im与电网同步信号、无功控制量Θ (相位偏差指令)合成网侧正弦波参考指令Ig = Im sin (wt+Θ )，将网侧电流正弦波参考指令Ig与网侧电流反馈值Iac相减得到电流偏差信号，同时采用具有电压前馈的无差拍PI控制原理进行控制，DSP的PWM调制发生单元输出四路脉宽调制波，最终输入到H桥式全桥(T1、T2、T3、T4)逆变电路中进行控制。图IB是本发明方案采用的单相光伏逆变器无功控制电路的系统结构示意图；图IB和图IA相同的部分参见背景技术部分，不再赘述。
图IB和图IA不同的部分有单相光伏逆变器无功控制电路，还包括光伏电池阵列、Boost升压电路；其中，Boost升压电路包括第三电感L3、第五功率开关管T5、第五二极管D5和第六二极管D6 ;其中，第五二极管D5反向并联于第五功率开关管T5 ;第三电感L3的第一端与光伏电池阵列的第一端相连；第三电感L3的第二端与第五功率开关管T5的漏极和第六二极管D6的正极相连；第五功率开关管T5的源极接地，作为Boost升压电路的第二输入端，与光伏电池阵列的第二端相连，同时，作为Boost升压电路的第二输出端，与单相全桥逆变电路的第二输入端相连；第五功率开关管T5的栅极受控于功率开关管驱动电路的第五PWM输出引脚；第六二极管D6的负极是Boost升压电路的第一输出端，与单相全桥逆变电路的第一输入端相连，此处电压为直流母线电压Ubus ；图IB中的Boost升压电路部分可以被省略,其不是必要的技术特征。母线电压支撑电容包括第一电容Cl ;第一电容Cl的正极与Boost升压电路的第 一输出端和单相全桥逆变电路的第一输入端相连；第一电容Cl的负极与Boost升压电路的第二输出端和单相全桥逆变电路的第二输入端相连；如图IB所示，单相光伏逆变器无功控制电路中，采样电路(图未示)还包括三个输入引脚，分别与光伏电池阵列的第一端、Boost升压电路中第三电感L3的第一端和第二端相连；采样电路(图未示)还包括二个输出引脚，分别与DSP的二个输入引脚相连；如图IB所示，单相光伏逆变器无功控制电路中，DSP还包括二个输入引脚分别输入光伏电池阵列输出电压Upv、光伏电池阵列输出电流Ipv ；DSP还包括第五输出引脚,输出PWM 信号PWM5'；如图IB所示，所述的功率开关管驱动电路还包括第五输入引脚，其与DSP的第五输出引脚相连；所述的功率开关管驱动电路包括第五PWM输出引脚，其与所述的光伏逆变器中的第五IGBT开关管——第五功率开关管T5的栅极相连，输出PWM信号PWM5 ；PWM5控制Boost升压电路中的第五功率开关管T5 ；如图IB所示,单相光伏逆变器无功控制电路中，DSP还包括MPPT (Maximum PowerPoint Tracking，最大功率点跟踪)模块、Boost升压PI控制模块，其中，MPPT模块的输入是光伏电池阵列输出电压Upv和光伏电池阵列输出电流Ipv, MPPT模块的输出是MPPT电压扰动给定量Upv,；Boost升压PI控制模块101的输入是光伏电池阵列输出电压Upv与MPPT电压扰动给定量UpV之差，Boost升压PI控制模块101的输出是PWM5'；PLL控制模块的输入是电网电压Uac，PLL控制模块的输出为与电网电压Uac同步相位换算值sin(co t+θ)，其中，Θ为电网电流Iac与电网电压Uac之间的相位角偏差，(Θ=O时电网电流Iac相位完全同步于电网电压Uac相位；Θ不为O时添加无功控制)；电压外环PI控制模块的输入是直流母线电压Ubus与直流母线电压控制给定量Ubus'的差值，电压外环PI控制模块的输出是电压外环输出量Im ；电流内环PI前馈控制模块的输入是电流内环电流给定量Ig与电网电流Iacc的差值；其中，所述的电流内环电流给定量Ig = Im*sin(cot+ Θ ),是电压外环PI控制模块的输出Im和PLL控制模块的输出sin(on+0)的乘积；电流内环PI前馈控制模块的输出是Ul，用于产生PWM发波控制输入调制波Upwm ；
DSP的正弦PWM发波控制模块的输出是四路PWM信号PWMr、PWMV、PWMY、PWM4,；DSP的正弦PWM发波控制模块的输入信号包括PWM发波控制输入调制波Upwm、电网电压Uac、给定的三角载波Uc ;其中，所述的PWM发波控制输入调制波Upwm,是电流内环PI前馈控制模块的输出Ul与电网电压Uac的和；DSP的正弦PWM发波控制模块的输入信号还包括电流内环电流给定量Ig ;其中，Ig在本发明中被用作网侧正弦PWM发波参考指令，用于DSP通过功率开关管驱动电路控制输出给单相全桥逆变电路的各IGBT开关管的栅极的各PWM信号，进而控制各IGBT开关管的开关；可以说，Ig通过电流内环PI前馈控制模块控制Upwm ；在光伏电池阵列输出电压Upv较低或较高时，通过MPPT模块、Boost升压PI控制模块、电压外环PI控制模块的控制，使直流母线电压Ubus被控制在一个给定的电压值处，同时通过电流内环PI前馈控制模块、PLL控制模块、正弦PWM发波控制模块的控制，产生电流内环电流给定量Ig ; 当电网电流Iac与电网电压Uac之间的相位角偏差Θ为零时，电流内环电流给定量Ig与电网电压Uac同相，当相位角偏差Θ不为零时，电流内环电流给定量Ig与电网电压Uac不同相，有一定的相位角偏差，发出无功功率；无功控制是基于电网电流Iac与电网电压Uac之间的相位角偏差的控制，没有无功控制时是要求电网电流Iac与电网电压Uac之间的相位角保持一致，而无功控制则要求电网电流Iac与电网电压Uac之间的相位角保持一定的偏差Θ，故在电流内环控制时在电流内环电流给定量Ig = Im*sin(cot+Θ )中添加相位角偏差量Θ即可实现控制。总之，本发明与上述两种现有技术方案不同的地方也是在PWM发波控制环节中体现一本发明在电流控制环加入要控制的无功功率量所对应的相位偏差指令Θ，合成电流内环电流给定量Ig = Im sin(wt+ Θ ),用作网侧电流正弦波参考指令。将网侧电流正弦波参考指令Ig与网侧电流反馈值Iac相减得到电流偏差信号，同时采用具有电压前馈的无差拍PI控制原理进行控制。图4A是本发明的单相光伏逆变器无功控制方法的PWM发波的示意流程图；其包括以下步骤步骤S401,判断Uac >= O是否成立-如果成立，则转到步骤S402a,如果不成
立，则转到步骤S402b ；步骤S402a,判断Ig >= O是否成立-如果成立，则转到步骤S403a,如果不成
立，则转到步骤S403b ；步骤S402b,判断Ig >= O是否成立-如果成立，贝1J转到步骤S404a,如果不成
立，则转到步骤S404b ；步骤S403a，比较PWM发波控制输入调制波Upwm的绝对值与给定的三角载波Uc，
判断|Upwm| >= Uc是否成立-如果成立，则转到步骤S405a,如果不成立,则转到步骤
S405b ；步骤S403b，比较PWM发波控制输入调制波Upwm的绝对值与给定的三角载波Uc，
判断|Upwm| >= Uc是否成立-如果成立，则转到步骤S406a,如果不成立,则转到步骤
S406b ；
步骤S404b，比较PWM发波控制输入调制波Upwm的绝对值与给定的三角载波Uc，
判断|Upwm| >= Uc是否成立-如果成立，则转到步骤S407a,如果不成立,则转到步骤
S407b ；步骤S404a，比较PWM发波控制输入调制波Upwm的绝对值与给定的三角载波Uc，
判断|Upwm| >= Uc是否成立-如果成立，则转到步骤S408a,如果不成立,则转到步骤
S408b ；步骤S405a 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = 1，PWM2' = O, PWM3/ = O, PWM4'=I，之后结束;步骤S405b 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = 1，PWM2' = O, PWM3/ = O, PWM4'·=0，之后结束；步骤S406a 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = O, PWM2' = O, PWM3/ = O, PWM4'=0，之后结束；步骤S406b 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = O, PWM2' = O, PWM3/ = 1，PWM4'=0，之后结束；步骤S407a 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = O, ΡΨΜ2' = I, PWM3/ = I, ΡΨΜ4'=0，之后结束；步骤S407b 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = O, PWM2' = O, PWM3/ = 1，PWM4'=0，之后结束；步骤S408a 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = O, PWM2' = O, PWM3/ = O, PWM4'=0，之后结束；步骤S408b 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = 1，PWM2' = O, PWM3/ = O, PWM4'=0，之后结束。其中，给定的三角载波Uc是左右对称的，在DSP中由PWM控制寄存器来进行配置，采用上升下降对称的三角波形，至于具体的配置要依据所用各个DSP的不同来进行配置。如图IA和图IB所示当PWMl, = O时，DSP的第一输出弓丨脚为低电平，其与功率开关管驱动电路的第一输入引脚相连；从而功率开关管驱动电路的第一输出引脚PWMl也为低电平，进而栅极与其相连的第一功率开关管Tl呈截止状态；当PWM1, = I时，DSP的第一输出引脚为高电平，其与功率开关管驱动电路的第一输入引脚相连；从而功率开关管驱动电路的第一输出引脚PWMl也为高电平，进而栅极与其相连的第一功率开关管Tl呈导通状态；当PWM2' = O时，DSP的第二输出弓丨脚为低电平，其与功率开关管驱动电路的第二输入引脚相连；从而功率开关管驱动电路的第二输出引脚PWM2也为低电平，进而栅极与其相连的第二功率开关管T2呈截止状态；当PWM2' = I时，DSP的第二输出引脚为高电平，其与功率开关管驱动电路的第二输入引脚相连；从而功率开关管驱动电路的第二输出引脚PWM2也为高电平，进而栅极与其相连的第二功率开关管T2呈导通状态；当PWM3' = O时，DSP的第三输出弓丨脚为低电平，其与功率开关管驱动电路的第三输入引脚相连；从而功率开关管驱动电路的第三输出引脚PWM3也为低电平，进而栅极与其相连的第三功率开关管T3呈截止状态；当PWM3' = I时，DSP的第三输出引脚为高电平，其与功率开关管驱动电路的第三输入引脚相连；从而功率开关管驱动电路的第三输出引脚PWM3也为高电平，进而栅极与其相连的第三功率开关管T3呈导通状态；当PWM4' = O时，DSP的第四输出引脚为低电平，其与功率开关管驱动电路的第四输入引脚相连；从而功率开关管驱动电路的第四输出引脚PWM4也为低电平，进而栅极与其相连的第四功率开关管T4呈截止状态；当PWM4' = I时，DSP的第四输出引脚为高电平，其与功率开关管驱动电路的第四输入引脚相连；从而功率开关管驱动电路的第四输出引脚PWM4也为高电平，进而栅极与其相连的第四功率开关管T4呈导通状态。可见，和现有技术方案相比，本发明的方法能够有效解决同时导通，关断的IGBT的数量，降低功率开关管的损耗。 图4B是本发明的单相光伏逆变器无功控制方法的PWM发波的波形示意图；在PLL同步时添加相位角偏差量Θ，进行无功控制，在PWM发波控制环节中，具体PWM发波方式如图4B所示,采用Upwm为正弦调制波Upwm且Upwm取绝对值,与给定的左右对称的三角载波Uc作比较，在一个开关周期内有四个工作状态，S卩工作状态(l)Ig> =
O,Uac > = O ； (2) Ig < O, Uac > = O ； (3) Ig < O, Uac < O ； (4) Ig > = O, Uac < O。工作状态(I)Ig >= O, Uac >= O对应于图4A中的S403a步骤时的工作状态；工作状态(2) Ig < O, Uac > = O对应于图4A中的S403b步骤时的工作状态；工作状态(3) Ig < O, Uac < O对应于图4A中的S404b步骤时的工作状态；工作状态(4) Ig >= O, Uac < O对应于图4A中的S404a步骤时的工作状态。工作在状态⑴时，即Ig > = 0，Uac > = O时，功率开关管Tl 一直导通，T2、T3关断；其中，在正弦调制波Upwm绝对值大于等于给定的三角载波Uc的部分，T4导通，在正弦调制波Upwm绝对值小于给定的三角载波Uc的部分，T4关断。即在Ig >= O, Uac > =0，|邱碰|>=此时，在步骤54053中，输出？丽1/ = 1,PWM2/ = 0,PWM3/ = 0,PWM4/ =
I;在 Ig >= 0，Uac >= 0，|Up碰I < Uc 时，在步骤 S405b 中，输出 PWMl' = I, ΡΨΜ2'=
O,PWMSi = 0,PWM4/ =0。可见在状态(I)时，功率开关管Tl、T2、T3无开关损耗，得到了保护。工作在状态(2)时，功率开关管T1、T2、T4关断；其中，在正弦调制波Upwm绝对值大于等于给定的三角载波Uc的部分,Τ3关断,在正弦调制波Upwm绝对值小于给定的三角载波Uc的部分,Τ3导通。即在Ig < O,Uac >= O, Upwm > = Uc时,在步骤S406a中，输出PWMl' = O, ΡΨΜ2' = O, PWM3/ = O, ΡΨΜ4' = O ;在 Ig < 0，Uac > = 0，|Up碰| < Uc 时，在步骤 S406b 中，输出 PWMl' = O, ΡΨΜ2' = O, PWM3/ = I, ΡΨΜ4' =0。可见在状态(2)时，功率开关管Tl、T2、T4无开关损耗，得到了保护。工作在状态(3)时，功率开关管Tl、T4关断，T3—直导通；其中，在正弦调制波Upwm绝对值大于等于给定的三角载波Uc的部分，T2导通,在正弦调制波Upwm绝对值小于给定的三角载波Uc的部分，T2关断。即在Ig < O, Uac < O, | Upwm| > = Uc时,在步骤S407a 中，输出 PWMl' = 0,PWM2/ = 1,PWM3/ = 1,PWM4/ = O ;在 Ig < 0，Uac < 0，|Up碰
<Uc 时，在步骤 S407b 中，输出 PWMl' = O, ΡΨΜ2' = O, PWM3/ = I, ΡΨΜ4' =0。可见在状态(3)时，功率开关管T1、T3、T4无开关损耗，得到了保护。工作在状态(4)时，功率开关管Τ2、Τ3、Τ4关断；其中，在正弦调制波Upwm绝对值大于等于给定的三角载波Uc的部分,Tl关断,在正弦调制波Upwm绝对值小于给定的三角载波Uc的部分,Tl导通。即在Ig >= O,Uac < O, Upwm > = Uc时,在步骤S408a中，输出PWMl' = O, ΡΨΜ2' = O, PWM3/ =0，PWM4' = O ;在 Ig > = 0，Uac < 0，|Up碰| < Uc 时，在步骤 S408b 中，输出 PWMl' = I, ΡΨΜ2' = O, PWM3/ = O, ΡΨΜ4' =0。可见在状态(4)时，功率开关管T2、T3、T4无开关损耗，得到了保护。图4C是本发明的单相光伏逆变器无功控制方法的电网电压Uac与电网电流Iac的波形示意图(可见电流Iac超前电压相位Uac);图4C所示为在本发明进行的无功控制时，相位角偏差量Θ大于零，电网电流与电网电压Uac波形，电流相位超前于电网电压Uac。可见，从图4C中可以看出，和图3C相比，本发明的PWM发波控制方法在开关损耗方面明显比双极性控制方式小的多，而在电流波形方面要好于通常用的单极性控制方式。 是本发明的PWM发波控制方法，能够控制电网电流不出现相位畸变，从而无谐波输入到电网，具体的原理参见，如下对工作状态(I)和工作状态(2)的分析。现有技术二中，逆变器只能向电网输送能量，而不能吸收电网能量，故而造成电流波形畸变。和现有技术二相比，在本发明中，逆变器不仅能向电网输送能量，而且能吸收电网能量，故而未造成电网电流波形畸变。下面主要分析一下相位角偏差量Θ大于零时的工作状态(I)和工作状态(2):首先，工作在状态(I)时，即Ig> = 0，Uac > = O时，如图5所示为工作工作状态
(I)的电路模式，图5是，如图IB所示的单相光伏逆变器无功控制电路中的单相全桥逆变电路，采用如图4A、图4B所示的单相光伏逆变器无功控制方法，在电网电压Uac正半周期内、Ig >= O的工作状态(I)下的两种电路工作模式(箭头为此状态下电流的流向)；如图5中实线所示的电流流向，电流Iac流过T1、L1、L2、T4，功率管T1、T4起到调制作用，直流侧光伏阵列和直流侧电容，对电感LI、L2充电，使得电网电流Iac增大，并对电感L1、L2储存能量，直到功率开关管T4管关断，进入图8所示的虚线电流流向，功率开关管Tl开通，其它功率器件处于关断状态，直流侧电容电压上升存储能量，在交流侧由于电感的存在，电流Iac不能突变，因此电流Iac流过功率管Tl、电感LI、L2、功率开关管T3并联的反向二极管形成续流回路，并且电流Iac逐渐减小。图5A是工作状态(I)的第一种电路工作模式-工作状态(S405b)的等效电路(箭头为此状态下电流的流向)；在正弦调制波Upwm绝对值小于给定的三角载波Uc的部分，即在 Ig >= 0，Uac >= 0，|Up碰I < Uc 时，在步骤 S405b 中，输出 PWMl' = I, ΡΨΜ2' =0，PWM3' = O, PWM4/ =0。功率开关管Tl 一直导通，T2、T3关断，T4关断。图5B是工作状态(I)的第二种电路工作模式-工作状态(S405a)的等效电路(箭头为此状态下电流的流向)。在正弦调制波Upwm绝对值大于等于给定的三角载波Uc的部分，即在 Ig >= 0，Uac >= 0，Upwm >= Uc 时，在步骤 S405a 中，输出 PWMl' = 1,PWM2/=O, PWMSi = O, PWM4/ = I ;功率开关管Tl导通，T2、T3关断，T4导通。可见在状态(I)时，功率开关管Tl 一直导通，Τ2、Τ3—直关断，功率开关管Τ1、Τ2、Τ3无开关损耗，得到了保护。其次，工作在状态(2)时，Ig < O, Uac >= O ;如图6所示为工作状态(2)的电路模式，图6为如图IB所示的单相光伏逆变器无功控制电路中的单相全桥逆变电路，采用如图4A、图4B所示的单相光伏逆变器无功控制方法，在电网电压Uac正半周期内、Ig < O的工作状态(2)下的两种电路工作模式(箭头为此状态下电流的流向)；如图6中实线所示的电流流向，电流Iac流过功率开关管T3、电感L2、LI、功率开关管Tl并联的反向二极管，给电感充电，电感储存能量，使得电网电流Iac增大，直到功率开关管T3关断，进入图6所示的虚线电流流向，所有开关管都关断，电流经功率开关管T4并联的反向二极管、电感L2、LI、功率开关管Tl并联的反向二极管，给直流侧电容充电，电感释放能量，并且电流Iac减小。这个过程实现了逆变器与电网之间能量的交换，主要用于产生无功功率。从而，和现有技术二相比，在本发明中，逆变器不仅能向电网输送能量，而且能吸收电网能量，故而未造成电网电流波形畸变。图6A是工作状态(2)的第一种电路工作模式-工作状态(S406b)的等效电路(箭头为此状态下电流的流向)。在正弦调制波Upwm绝对值小于给定的三角载波Uc的部分，·即在18<0，他(3>=0，|邱碰|<此时，在步骤540613中，输出？111/ = O, ΡΨΜ2' =0，PWM3' = I, PWM4/ = O ;从而功率开关管T1、T2、T4关断，T3导通图6Β是工作状态(2)的第二种电路工作模式-工作状态(S406a)的等效电路(箭头为此状态下电流的流向)。即在正弦调制波Upwm绝对值小于给定的三角载波Uc的部分,T3导通。在正弦调制波Upwm绝对值大于等于给定的三角载波Uc的部分，即在Ig < O,他。>=0，|邱碰|>=此时，在步骤54063中，输出？丽1/ = 0,PWM2/ = 0,PWM3/ =0，PWM4/ = O ;从而功率开关管T1、T2、T4关断，Τ3关断。工作在状态(2)时，功率开关管Tl、Τ2、Τ4 一直关断；可见在状态(2)时，功率开关管Tl、Τ2、Τ4无开关损耗，得到了保护。。另外，工作状态(3)与状态(4)与工作状态(I)与状态(2)的工作方式相似，这里仅简单叙述工作在状态⑶时，Ig < O, Uac < O ;工作状态⑶的工作方式如图7所示，图7为如图IB所示的单相光伏逆变器无功控制电路中的单相全桥逆变电路，采用如图4Α、图4Β所示的单相光伏逆变器无功控制方法，在电网电压Uac负半周期内、Ig < O的工作状态(S404a)的两种电路工作模式(箭头为此状态下电流的流向)；图7A是工作状态(S404a)的第一种电路工作模式-工作状态(S407b)的等效电路(箭头为此状态下电流的流向)；在正弦调制波Upwm绝对值小于给定的三角载波Uc的部分，即在18<0，他(3<0，|邱碰|<此时，在步骤540713中，输出？111/ = 0,PWM2/ =
O,PWMSi = 1,PWM4/ = O ;从而功率开关管T1、T4关断，T3导通，T2关断。图7Β是工作状态(S404a)的第二种电路工作模式-工作状态(S407a)的等效电路(箭头为此状态下电流的流向)。在正弦调制波Upwm绝对值大于等于给定的三角载波Uc的部分，即在 Ig < O, Uac < O, I Upwm I >= Uc 时，在步骤 S407a 中，输出 PWMl' = 0,PWM2/=I, PWMSi = 1,PWM4/ =0;从而功率开关管T1、T4关断，T3导通，T2导通。工作在状态(3)时，功率开关管Tl、Τ4关断，Τ3—直导通；可见在状态(3)时，功率开关管Tl、Τ3、Τ4无开关损耗，得到了保护。工作在状态(4)时，Ig >= O7Uac < O ;工作状态(4)的工作方式如图8所示，图8为如图IB所示的单相光伏逆变器无功控制电路中的单相全桥逆变电路，采用如图4A、图4B所示的单相光伏逆变器无功控制方法，在电网电压Uac负半周期内、Ig >= O的工作状态(S404b)的两种电路工作模式(箭头为此状态下电流的流向)；图8A是工作状态(S404b)的第一种电路工作模式-工作状态(S408b)的等效电路(箭头为此状态下电流的流向)；在正弦调制波Upwm绝对值小于给定的三角载波Uc的部分，即在 Ig >= O, Uac < O, IUpwmI < Uc 时，在步骤 S408b 中，输出 PWMl' = 1,PWM2/=O, PWMSi = O, PWM4/ = O ;从而功率开关管T2、T3、T4关断，Tl导通。图8Β是工作状态(S404b)的第一种电路工作模式-工作状态(S408a)的等效电路(箭头为此状态下电流的流向)。在正弦调制波Upwm绝对值大于等于给定的三角载波Uc 的部分，即在 Ig >= O,Uac < O, I UpwmI >= Uc 时，在步骤 S408a 中，输出 PWMl' = O,PWM2' = O, PWM3/ = O, ΡΨΜ4' = O ;从而功率开关管 T2、T3、T4 关断，Tl 关断。工作在状态(4)时，功率开关管T2、T3、T4关断；可见在状态(4)时，功率开关管 T2、T3、T4无开关损耗，得到了保护。 本发明只列出了电流超前电压相位时的波形图和工作状态图，而电流滞后电网电压Uac相位的波形图和工作状态图就不在此列出了，但其状态也在本发明具体实施中。综上所述，本发明利用单相光伏逆变器控制系统中电流内环电流给定量Ig与电网电压Uac的相位在无功控制阶段的特殊性,通过改变调制波Upwm与给定的三角载波Uc的比较方式，实现电网与直流侧电容和滤波电感之间的能量交换，从而到达高效率、谐波污染小的控制逆变器发出的无功功率。相对于现有技术的技术方案，本发明的特点和有益效果是，本发明的全桥控制PWM发波方式与以往的双极性控制和单极性PWM发波有所不同，本发明的无功控制方法，能够在实现无功控制的波形连续变化，没有断续，而且开关损耗较小。(I)从图5、图5A、图5B、图6、图6A、图6B、图7、图7A、图7B、图8、图8A、图8B中
可以看出，本发明的无功控制方法，在开关损耗方面明显比双极性控制方式小的多；(2)从图4C中可以看出，本发明的无功控制方法，在电流波形方面要好于通常用的单极性控制方式。综上所述，本发明在实现单相光伏逆变器无功控制的同时，能降低功率开关管导通损耗，提高逆变器转换效率，还能使电流波形连续，减小输出谐波，降低对电网的谐波污染。以上说明只是本发明的较佳实施例，对本发明而言只是说明性的，而非限制性的，本领域普通技术人员理解，在不脱离本发明所附权利要求所限定的精神和范围的情况下，通过分析、推理或有限实验，可做出许多修改，变化，或等效，得到多个技术方案，但这些技术方案都将落入本发明的保护范围内。
权利要求
1.一种单相光伏逆变器无功控制电路， 其包括母线电压支撑电容、単相全桥逆变电路、滤波电感、EMC滤波电路、采样电路、功率开关管驱动电路以及DSP; 其中， 母线电压支撑电容包括第一电容；第一电容的正极与单相全桥逆变电路的第一输入端相连；第一电容的负极与单相全桥逆变电路的第二输入端相连； 単相全桥逆变电路，其包括四个IGBT开关管——第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管，及四个ニ极管——第一ニ极管、第二ニ极管、第三ニ极管、第四ニ极管；其中，所述的四个ニ极管——第一ニ极管、第二ニ极管、第三ニ极管、第四ニ极管，分别反向并联于所述的四个IGBT开关管——第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管的两端；即第一ニ极管反向并联于第一功率开关管的两端；第二ニ极管反向并联于第二功率开关管的两端；第三ニ极管反向并联于三功率开关管的两端；第四ニ极管反向并联于第四功率开关管的两端；所述的四个IGBT开关管——第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管，分别具有一源极及ー漏扱；所述的第一电容的正极与所述第一功率开关管的漏极、所述第三功率开关管的漏极相连；所述的第一电容的负极与所述的第二开关管的源极、所述的第四开关管的源极相连；所述第一开关管的源极与所述的第二开关管的漏极电性相连后，作为所述的単相全桥逆变电路的第一输出端；所述第三开关管的源极与所述的第四开关管的漏极电性相连后，作为所述的単相全桥逆变电路的第二输出端； 滤波电感包括第一电感、第二电感；第一电感的第一端与単相全桥逆变电路的第一输出端相连；第二电感的第一端与単相全桥逆变电路的第二输出端相连；第一电感的第二端与EMC电路滤波电路的第一输入端相连；第二电感的第二端与EMC电路滤波电路的第二输入端相连； 采样电路包括三个输入引脚，分别与单相全桥逆变电路的第一输入端、EMC电路滤波电路的第一输入端和EMC电路滤波电路的第一输出端相连；米样电路还包括三个输出引脚，分别与DSP的三个输入引脚相连，分别输出如下信号直流母线电压Ubus，电网电压Uac、电网电流Iac ； DSP包括PLL控制模块、电压外环PI控制模块、电流内环PI前馈控制模块和正弦PWM发波控制模块， 其中，PLL控制模块的输入是电网电压Uac，PLL控制模块的输出为与电网电压Uac同步相位换算值sin(co t+θ)，其中，Θ为电网电流Iac与电网电压Uac之间的相位角偏差； 正弦PWM发波控制模块的输入包括PWM发波控制输入调制波Upwm、电网电压Uac、给定的三角载波Uc ;正弦PWM发波控制模块的输出是四路PWM信号PWMli ,PWM2/ ,PWMSi、PWM4,； DSP包括三个输入引脚,分别输入如下信号直流母线电压Ubus,电网电压Uac、电网电流Iac ;DSP包括四个输出引脚，分别输出四路PWM信号PWMr、PWMW、PWMV ,PWM4/ ； 所述的功率开关管驱动电路包括四个输入引脚，其与DSP的四个输出引脚分别相连；所述的功率开关管驱动电路包括四个PWM输出引脚，其与所述的单相全桥逆变电路中的四个IGBT开关管——第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管的栅极分别相连，分别输出PWM信号PWM1、PWM2、PWM3、PWM4 ； 其特征在于 所述的单相光伏逆变器无功控制电路中，DSP的电压外环PI控制模块的输入是直流母线电压Ubus与直流母线电压控制给定量Ubusi的差值，电压外环PI控制模块的输出是电压外环输出量Im ； 所述的单相光伏逆变器无功控制电路中，DSP的电流内环PI前馈控制模块的输入是电流内环电流给定量Ig与电网电流Iac的差值；其中，所述的电流内环电流给定量Ig =Im*sin(cot+ Θ );电流内环PI前馈控制模块的输出是Ul ； 所述的单相光伏逆变器无功控制电路中，DSP的正弦PWM发波控制模块的输出是四路PWM信号PWMl' ,PWM2/、PWMV ,PWM4/ ；DSP的正弦PWM发波控制模块的输入包括PWM发波控制输入调制波Upwm、电网电压Uac、给定的三角载波Uc ;其中，所述的PWM发波控制输入调制波Upwm，是电流内环PI前馈控制模块的输出Ul与电网电压Uac的和； 所述的单相光伏逆变器无功控制电路中，作为DSP的正弦PWM发波控制模块的输入信号之一的所述的PWM发波控制输入调制波Upwm，是电流内环PI前馈控制模块的输出Ul与电网电压Uac的和； DSP的正弦PWM发波控制模块的输入信号还包括电流内环电流给定量Ig。
2.如权利要求I所述的单相光伏逆变器无功控制电路，其特征在于 还包括光伏电池阵列、Boost升压电路； 其中，Boost升压电路包括第三电感、第五功率开关管、第五ニ极管和第六ニ极管；其中，第五ニ极管反向并联于第五功率开关管；第三电感的第一端与光伏电池阵列的第一端相连；第三电感的第二端与第五功率开关管的漏极和第六ニ极管的正极相连；第五功率开关管的源极接地，作为Boost升压电路的第二输入端，与光伏电池阵列的第二端相连，同时，作为Boost升压电路的第二输出端，与単相全桥逆变电路的第二输入端相连；第五功率开关管的栅极受控于功率开关管驱动电路的第五PWM输出引脚；第六ニ极管的负极是Boost升压电路的第一输出端,与单相全桥逆变电路的第一输入端相连； Boost升压电路的第一输出端与第一电容的正极和单相全桥逆变电路的第一输入端相连；B00st升压电路的第二输出端与第一电容的负极和単相全桥逆变电路的第二输入端相连； 所述的单相光伏逆变器无功控制电路中，采样电路还包括三个输入引脚，分别与光伏电池阵列的第一端、Boost升压电路中第三电感的第一端和第二端相连；采样电路还包括ニ个输出引脚，分别与DSP的ニ个输入引脚相连； 所述的单相光伏逆变器无功控制电路中，DSP还包括ニ个输入引脚分别输入光伏电池阵列输出电压Upv、光伏电池阵列输出电流Ipv ；DSP还包括第五输出引脚,输出PWM信号PWM5'； 所述的单相光伏逆变器无功控制电路中，所述的功率开关管驱动电路还包括第五输入引脚，其与DSP的第五输出引脚相连；所述的功率开关管驱动电路包括第五PWM输出引脚，其与所述的光伏逆变器中的第五IGBT开关管——第五功率开关管的栅极相连，输出PWM信号PWM5 ;PWM控制Boost升压电路中的第五功率开关管； 所述的单相光伏逆变器无功控制电路中，DSP还包括MPPT模块、Boost升压PI控制模块， 其中，MPPT模块的输入是光伏电池阵列输出电压Upv和光伏电池阵列输出电流Ipv，MPPT模块的输出是MPPT电压扰动给定量UpW ； Boost升压PI控制模块的输入是光伏电池阵列输出电压Upv与MPPT电压扰动给定量Upv,之差，Boost升压PI控制模块的输出是PWMY。
3.一种单相光伏逆变器无功控制方法，其用如权利要求I所述的单相光伏逆变器无功控制电路的DSP的正弦PWM发波控制模块实现，其特征在于 所述的单相光伏逆变器无功控制方法，包括以下步骤 步骤S401，判断电网电压Uac > = O是否成立——如果成立，则转到步骤S402a，如果不成立，则转到步骤S402b;步骤S402a,判断电流内环电流给定量Ig >= O是否成立-如果成立，则转到步骤S403a，如果不成立，则转到步骤S403b ；步骤S402b,判断电流内环电流给定量Ig >= O是否成立-如果成立，贝丨』转到步骤S404a，如果不成立，则转到步骤S404b ； 步骤S403a，比较PWM发波控制输入调制波Upwm的绝对值与给定的三角载波Uc,判断|Upwm| > =Uc是否成立-如果成立，则转到步骤S405a,如果不成立，则转到步骤S405b ； 步骤S403b，比较PWM发波控制输入调制波Upwm的绝对值与给定的三角载波Uc，判断|Upwm| > =Uc是否成立-如果成立，则转到步骤S406a,如果不成立，则转到步骤S406b ； 步骤S404b，比较PWM发波控制输入调制波Upwm的绝对值与给定的三角载波Uc，判断I Upwml > =Uc是否成立-如果成立，则转到步骤S407a,如果不成立，则转到步骤S407b ； 步骤S404a，比较PWM发波控制输入调制波Upwm的绝对值与给定的三角载波Uc，判断|Upwm| > =Uc是否成立-如果成立，则转到步骤S408a,如果不成立，则转到步骤S408b ； 步骤 S405a 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = I, ΡΨΜ2' = O, PWM3/ = O, ΡΨΜ4' =1，之后结束； 步骤 S405b 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = I, ΡΨΜ2' = O, PWM3/ = O, ΡΨΜ4' =0，之后结束； 步骤 S406a 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = O, ΡΨΜ2' = O, PWM3/ = O, ΡΨΜ4' =0，之后结束； 步骤 S406b 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = O, ΡΨΜ2' = O, PWM3/ = I, ΡΨΜ4' =0，之后结束； 步骤 S407a 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = O, ΡΨΜ2' = I, PWM3/ = I, ΡΨΜ4' =0，之后结束； 步骤 S407b 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = O, ΡΨΜ2' = O, PWM3/ = I, ΡΨΜ4' =0，之后结束； 步骤 S408a 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = O, ΡΨΜ2' = O, PWM3/ = O, ΡΨΜ4' =0，之后结束；步骤 S408b 中四路 PWM 信号分别为 PWMl' = 1，PWM2' = O, PWM3/ = O, ΡΨΜ4' =0，之后结束。
全文摘要
本发明公开一种单相光伏逆变器无功控制电路，包括母线电压支撑电容、单相全桥逆变电路、滤波电感、EMC滤波电路、采样电路、功率开关管驱动电路以及DSP；其中，DSP包括PLL控制模块、电压外环PI控制模块、电流内环PI前馈控制模块和正弦PWM发波控制模块，DSP的正弦PWM发波控制模块的输入信号还包括电流内环电流给定量Ig。本发明还提出一种单相光伏逆变器无功控制方法，其不仅判断电网电压Uac是否大于零、比较PWM发波控制输入调制波Upwm的绝对值与给定的三角载波Uc，而且判断电流内环电流给定量Ig是否大于零。本发明既能降低功率开关管导通损耗、提高逆变器转换效率，又能使电流波形连续、减小输出谐波、降低对电网的谐波污染。
文档编号H02J3/18GK102856916SQ20121010422
公开日2013年1月2日 申请日期2012年4月10日 优先权日2012年4月10日
发明者崔大龙, 郭海亚, 邢波 申请人:北京昆兰新能源技术有限公司