本发明属于光伏发电
技术领域：
，具体涉及一种基于三相CLC导抗变换器的光伏并网拓扑及功率控制方法。
背景技术：
：光伏发电具有无噪音、无污染、故障率低、维护简便等优点，是一种理想的可持续发展绿色能源。尽管最近几年，受各种因素影响，光伏产业的发展处于低谷，但从长远来看，其应用前景依然非常广阔。光伏电池输出的I-V特性如图1所示，在其输出电压范围内主要表现为电流源特性，而在开路电压附近则近似变为电压源。受输出特性制约，光伏电池的输出功率具有一最大功率点，如图2所示。光伏电池始终工作在最大功率点，是提高光伏电池发电效率的必然要求。这一问题业内称之为最大功率点跟踪(英文全称为：MaximumPowerPointTracking，英文简称：MPPT)。请参阅图3，实际的光伏发电阵列都由一定数量的光伏组件串并联组合而成，并且在每一光伏组件的两端均并联有一个旁路二极管以避免热斑现象。当光伏阵列受到局部阴影遮挡时，其输出特性将变得复杂。以最简单的由两个光伏组件串联而成的支路为例，被遮挡的光伏组件产生的光生电流减少，由于串联电路中电流必须相等，因此将出现以下两种情况：1)受遮挡的光伏组件被二极管旁路，停止发电；2)受遮挡的光伏组件继续发电，支路中其他正常组件则降低输出电流以保持支路电流的一致性，此时光伏阵列的P-V曲线如图4所示，将出现两个峰值。显然，在这种情况下，传统的MPPT算法很容易陷入局部最优，必须采用更复杂的算法才能找到真正的最大功率点，并且串联组件越多，局部峰值点也越多，算法也越复杂。除此以外,在局部阴影遮挡下，如果被阴影遮挡的光伏组件被旁路二极管旁路，则这些光伏组件不仅不发电，而且将成为耗能器件；如果被遮挡的光伏组件继续发电，则与之串联的正常光伏组件必然会降低输出电流，减少功率输出。由此可见，不论是上述何种情况，光伏阵列都会损失部分功率，从而无法实现最大电力输出，并且串联的组件越多，浪费的功率就越多。目前各种成熟的技术方案，仅仅着眼于在上述两种情况中选出最佳，而没有进一步考虑阴影遮挡给串联光伏阵列所造成的功率损失。实际上，这部分功率可能比通过MPPT算法而获得的功率提高值要大很多。如果能充分利用这部分功率，相信会对光伏产业的发展具有很好的推动作用。鉴于上述已有技术，本申请人对光伏阵列的输出电路作了有益的设计，下面将要介绍的技术方案便是在这种背景下产生的。技术实现要素：本发明的首要任务在于提供一种基于三相CLC导抗变换器的光伏并网拓扑,能够实现光伏阵列的并网连接，以最大功率向电网输出电力。本发明的另一任务在于提供一种基于三相CLC导抗变换器的光伏并网拓扑的功率控制方法，能简化最大功率跟踪控制算法，实现最大功率跟踪。为体现完成本发明的首要任务，本发明提供的技术方案是，一种基于三相CLC导抗变换器的光伏并网拓扑，其特征在于：包括依次串联连接的并联光伏阵列、LC低通滤波电路、电流型三相桥式逆变电路、三相CLC导抗变换电路以及并网电路，所述的电流型三相桥式逆变电路的调制波频率与三相CLC导抗变换电路的谐振频率一致且均等于50Hz电网频率，所述的并联光伏阵列的发电功率通过调节电流型三相桥式逆变电路调制波的相位来控制。在本发明的一个具体的实施例中，所述的LC低通滤波电路包括第一电容C1和第一电感L1，所述的第一电容C1的两端作为LC低通滤波电路的两输入端连接所述的并联光伏阵列，第一电容C1的一端又连接第一电感L1的一端，第一电感L1的另一端以及第一电容C1的另一端构成LC低通滤波电路的两输出端连接所述的电流型三相桥式逆变电路。在本发明的另一个具体的实施例中，所述的电流型三相桥式逆变电路包括第一功率开关管VT1、第二功率开关管VT2、第三功率开关管VT3、第四功率开关管VT4、第五功率开关管VT5、第六功率开关管VT6、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5以及第六二极管D6，所述的第一功率开关管VT1的漏极与第三功率开关管VT3的漏极以及第五功率开关管VT5的漏极连接，并共同连接所述的LC低通滤波电路的一输出端，第一功率开关管VT1的源极连接第一二极管D1的正极，第一二极管D1的负极连接第四功率开关管VT4的漏极，并共同连接所述的三相CLC导抗变换电路的一输入端，第四功率开关管VT4的源极连接第四二极管D4的正极，第三功率开关管VT3的源极连接第三二极管D3的正极，第三二极管D3的负极连接第六功率开关管VT6的漏极，并共同连接三相CLC导抗变换电路的另一输入端，第六功率开关管VT6的源极连接第六二极管D6的正极，第五功率开关管VT5的源极连接第五二极管D5的正极，第五二极管D5的负极连接第二功率开关管VT2的漏极，并共同连接三相CLC导抗变换电路的第三输入端，第二功率开关管VT2的源极连接第二二极管D2的正极，第四二极管D4的负极与第六二极管D6的负极以及第二二极管D2的负极连接，并共同连接LC低通滤波电路的另一输出端，第一功率开关管VT1的栅极连接第一PWM脉冲信号ug1，第二功率开关管VT2的栅极连接第二PWM脉冲信号ug2，第三功率开关管VT3的栅极连接第三PWM脉冲信号ug3，第四功率开关管VT4的栅极连接第四PWM脉冲信号ug4，第五功率开关管VT5的栅极连接第五PWM脉冲信号ug5，第六功率开关管VT6的栅极连接第六PWM脉冲信号ug6。在本发明的又一个具体的实施例中，所述的三相CLC导抗变换电路包括第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第二电感L2、第三电感L3以及第四电感L4，所述的第二电容C2的一端与第二电感L2的一端连接，并作为三相CLC导抗变换电路的一输入端连接所述的电流型三相桥式逆变电路，第二电感L2的另一端与第三电容C3的一端连接，并作为三相CLC导抗变换电路的一输出端连接所述的并网电路，所述的第四电容C4的一端与第三电感L3的一端连接，并作为三相CLC导抗变换电路的另一输入端连接电流型三相桥式逆变电路，第三电感L3的另一端与第五电容C5的一端连接，并作为三相CLC导抗变换电路的另一输出端连接并网电路，所述的第六电容C6的一端与第四电感L4的一端连接，并作为三相CLC导抗变换电路的第三输入端连接电流型三相桥式逆变电路，第四电感L4的另一端与第七电容C7的一端连接，并作为三相CLC导抗变换电路的第三输出端连接并网电路，第二电容C2的另一端与第三电容C3的另一端、第四电容C4的另一端、第五电容C5的另一端、第六电容C6的另一端以及第七电容C7的另一端连接。在本发明的再一个具体的实施例中，所述的并网电路包括第五电感L5、第六电感L6以及第七电感L7，所述的第五电感L5的一端连接所述的三相CLC导抗变换电路的一输出端，所述的第六电感L6的一端连接三相CLC导抗变换电路的另一输出端，所述的第七电感L7的一端连接三相CLC导抗变换电路的第三输出端，第五电感L5的另一端、第六电感L6的另一端以及第七电感L7的另一端接入三相电网。为体现完成本发明的另一任务，本发明提供的技术方案是，一种基于三相CLC导抗变换器的光伏并网拓扑的功率控制方法，其特征在于包括如下步骤：S1)检测并联光伏阵列的输出电压Up以及输出电流Ip，通过DSP处理器并根据扰动观察法计算得出光伏最佳工作电压给定值Ug；S2)计算并联光伏阵列的输出电压Up和光伏最佳工作电压给定值Ug的电压偏差ΔU,并将电压偏差ΔU送入PI调节器而得到电流型三相桥式逆变电路的调制波相位偏差Δα，其中ΔU＝Ug-Up；S3)建立电流型三相桥式逆变电路的各相电流调制波函数；S4)将通过步骤S3)得到的各相调制波与三角载波作比较，通过PWM调制得到电流型三相桥式逆变电路用的PWM脉冲信号；S5)通过调节电流型三相桥式逆变电路的各相电流调制波的相位来调节并联光伏阵列的输出电压Up，完成最大功率跟踪。在本发明的还有一个具体的实施例中，所述的步骤S3)包括如下步骤：S31)检测电网U、V两相线电压的相位φUV，以该相位为基准，计算电流型三相桥式逆变电路的U1相电流调制波的相位α，α＝φUV+105°+Δα，其中105°表示相位补偿角；S32)根据三相对称原则，得到电流型三相桥式逆变电路的V1相电流调制波的相位α-120°以及W1相电流调制波的相位α+120°；S33)将调制比固定设为1，分别得到U1相电流调制波函数sin(ωt+α)、V1相电流调制波函数sin(ωt+α-120)以及W1相电流调制波函数sin(ωt+α+120)，其中ω＝100π。本发明由于采用了上述结构，与现有技术相比，具有的有益效果是：光伏阵列并联连接，可以消除局部阴影遮挡所造成的额外功率损失；无需升压电路即可获得并网所需的电压；无需滤波电路即可获得较高的谐波特性；可以通过控制调制波的相位来控制光伏阵列的输出功率，简化MPPT控制。附图说明图1为光伏电池的I-V特性示意图。图2为光伏电池的P-V特性示意图。图3为传统的光伏阵列的结构示意图。图4为串联连接的两个光伏组件在受到局部阴影遮挡时的P-V特性示意图。图5为本发明的原理框图。图6为本发明所述的并联光伏阵列的结构示意图。图7为本发明所述的LC低通滤波电路的电原理图。图8为本发明所述的电流型三相桥式逆变电路的电原理图。图9为本发明所述的三相CLC导抗变换电路的电原理图。图10为本发明所述的并网电路的电原理图。图11为本发明的并网端电压电流相量图。图12为本发明的MPPT控制框图。具体实施方式申请人将在下面结合附图对本发明的具体实施方式详细描述，但申请人对实施例的描述不是对技术方案的限制，任何依据本发明构思作形式而非实质的变化都应当视为本发明的保护范围。请参阅图5，本发明涉及一种基于三相CLC导抗变换器的光伏并网拓扑，包括依次串联连接的并联光伏阵列、LC低通滤波电路、电流型三相桥式逆变电路、三相CLC导抗变换电路以及并网电路。所述的电流型三相桥式逆变电路的调制波频率与三相CLC导抗变换电路的谐振频率一致，均等于50Hz电网频率，所述的并联光伏阵列的发电功率通过调节电流型三相桥式逆变电路调制波的相位来控制。所述的并联光伏阵列的结构如图6所示，由多个光伏电池板并联而成，每一光伏电池板的支路上串接有防止电流倒灌的二极管，图中a端为并联光伏阵列的正极性输出端，b端为负极性输出端。请参阅图7，所述的LC低通滤波电路包括第一电容C1和第一电感L1，所述的第一电容C1的一端作为LC低通滤波电路的一输入端，即图上的c端连接所述的并联光伏阵列的a端，第一电容C1的另一端作为LC低通滤波电路的另一输入端，即图上的d端连接并联光伏阵列的b端，第一电容C1的一端又连接第一电感L1的一端，第一电感L1的另一端以及第一电容C1的另一端构成LC低通滤波电路的两输出端，即图上的e端和f端，分别连接所述的电流型三相桥式逆变电路。LC低通滤波电路的作用在于过滤电流型三相桥式逆变电路输入端的脉动电压，使并联光伏阵列输出的电压变得平直。请参阅图8，所述的电流型三相桥式逆变电路包括第一功率开关管VT1、第二功率开关管VT2、第三功率开关管VT3、第四功率开关管VT4、第五功率开关管VT5、第六功率开关管VT6、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5以及第六二极管D6。所述的第一功率开关管VT1的漏极与第三功率开关管VT3的漏极以及第五功率开关管VT5的漏极连接，并作为电流型三相桥式逆变电路的一输入端，即图上的g端连接所述的LC低通滤波电路的e端。第一功率开关管VT1的源极连接第一二极管D1的正极，第一二极管D1的负极连接第四功率开关管VT4的漏极，共同连接所述的三相CLC导抗变换电路一输入端以输出U1相电流。第四功率开关管VT4的源极连接第四二极管D4的正极，第三功率开关管VT3的源极连接第三二极管D3的正极，第三二极管D3的负极连接第六功率开关管VT6的漏极，并共同连接三相CLC导抗变换电路另一输入端以输出V1相电流，第六功率开关管VT6的源极连接第六二极管D6的正极，第五功率开关管VT5的源极连接第五二极管D5的正极，第五二极管D5的负极连接第二功率开关管VT2的漏极，并共同连接三相CLC导抗变换电路的第三输入端以输出W1相电流，第二功率开关管VT2的源极连接第二二极管D2的正极，第四二极管D4的负极与第六二极管D6的负极以及第二二极管D2的负极连接，并作为电流型三相桥式逆变电路的另一输入端，即图上的h端连接LC低通滤波电路的f端。第一功率开关管VT1的栅极连接第一PWM脉冲信号ug1，第二功率开关管VT2的栅极连接第二PWM脉冲信号ug2，第三功率开关管VT3的栅极连接第三PWM脉冲信号ug3，第四功率开关管VT4的栅极连接第四PWM脉冲信号ug4，第五功率开关管VT5的栅极连接第五PWM脉冲信号ug5，第六功率开关管VT6的栅极连接第六PWM脉冲信号ug6。第一PWM脉冲信号ug1、第二PWM脉冲信号ug2、第三PWM脉冲信号ug3、第四PWM脉冲信号ug4、第五PWM脉冲信号ug5以及第六PWM脉冲信号ug6用作控制对应的各功率开关管通断的开关信号，对电流型三相桥式逆变电路进行PWM调制。请参阅图9，所述的三相CLC导抗变换电路包括第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第二电感L2、第三电感L3以及第四电感L4。所述的第二电容C2的一端与第二电感L2的一端连接，并作为三相CLC导抗变换电路的一输入端，即图上的j端从所述的电流型三相桥式逆变电路接收U1相电流。第二电感L2的另一端与第三电容C3的一端连接，并作为三相CLC导抗变换电路的一输出端，即图上的m端连接所述的并网电路。所述的第四电容C4的一端与第三电感L3的一端连接，并作为三相CLC导抗变换电路的另一输入端，即图上的k端从电流型三相桥式逆变电路接收V1相电流。第三电感L3的另一端与第五电容C5的一端连接，并作为三相CLC导抗变换电路的另一输出端，即图上的n端连接并网电路。所述的第六电容C6的一端与第四电感L4的一端连接，并作为三相CLC导抗变换电路的第三输入端，即图上的l端从电流型三相桥式逆变电路接收W1相电流。第四电感L4的另一端与第七电容C7的一端连接，并作为三相CLC导抗变换电路的第三输出端，即图上的o端连接并网电路。第二电容C2的另一端与第三电容C3的另一端、第四电容C4的另一端、第五电容C5的另一端、第六电容C6的另一端以及第七电容C7的另一端连接。三相CLC导抗变换电路同时也是π型滤波电路，对PWM调制所产生的高频谐波具有较强的衰减作用，因此本拓扑即使不设滤波环节也能获得较好的正弦波形。请参阅图10，所述的并网电路包括第五电感L5、第六电感L6以及第七电感L7。所述的第五电感L5的一端作为并网电路的一输入端，即图上的p端连接所述的三相CLC导抗变换电路的m端，第五电感L5的另一端连接380V三相电网的U相。所述的第六电感L6的一端作为并网电路的另一输入端，即图上的q端连接三相CLC导抗变换电路的n端，第六电感L6的另一端连接380V三相电网的V相。所述的第七电感L7的一端作为并网电路的第三输入端，即图上的r端连接三相CLC导抗变换电路的o端，第七电感L7的另一端连接380V三相电网的W相。请继续参阅图6～图10，假设：并联光伏阵列的输出电压为Up，输出电流为Ip；三相CLC导抗变换电路的输入相电压为u1，输入相电流为i1，输出相电压为u2，输出相电流为i2；电网相电压为us；并网电路的电感电压为uLs；又设：θ为u2超前us的相位角，φLs为us滞后uLs的相位角，φoL为u2滞后uLs的相位角。所述的三相CLC导抗变换电路中的第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6以及第七电容C7的电容量大小相同，均设为C；第二电感L2、第三电感L3以及第四电感L4的电感量相同，均设为L；第五电感L5、第六电感L6以及第七电感L7的电感量相同，均设为Ls。在本实施例中，所述的电流型三相桥式逆变电路按照PWM调制方式进行调节，PWM的调制波频率f与三相CLC导抗变换电路的谐振频率一致，都等于电网频率50Hz，即有：f=12πLC=50Hz]]>在上述条件下，当三相CLC导抗变换电路发生谐振时，其输入输出有如下关系：U·2=-jωLI·1=-jLCI·1U·1=jωLI·2=jLCI·2]]>即三相CLC导抗变换电路的输出相电压u2滞后输入相电流i190°，有效值满足输入相电压u1超前输出相电流i290°，有效值满足其中，i1由并联光伏阵列的输出电流Ip通过PWM调制得到，相位等于调制波的相位，幅值由调制比M决定。当M＝1时，有效值因此，通过并联光伏阵列增大Ip，或者调整L、C，可得到合适的并网电压u2，而无需使用升压电路。其中，U1、U2、I1、I2分别为对应u1、u2、i1和i2的向量。所述的并联光伏阵列的输出电压Up由三相CLC导抗变换电路的输入相电压u1经过三相桥式全控整流滤波得到，相当于三相全控整流电路在电流连续情况下输出的平均电压。设三相CLC导抗变换电路的输出相电流i2滞后输出相电压u2的相角为φ，根据导抗变换电路电压电流关系可知，u1滞后i1的相位也为φ，根据电流连续情况下的三相整流平均电压计算公式可得到如下公式：Up=2.34U1cosφ=2.34LCI2cosφ]]>在并网端，三相CLC导抗变换电路的输出相电压u2、输出相电流i2以及电网相电压us之间的相量关系为图11所示，从图中可得到以下公式：由此可得到Up和Us的关系式：Up=2.34LLsUssinθ]]>由该关系式可知，当电网相电压有效值Us不变时，并联光伏阵列的输出电压Up与sinθ成正比，且当θ在0°～90°内变化时，并联光伏阵列的输出电压Up进行单调变化。又设三相CLC导抗变换电路的输出相电压u2的相位为φ2；电网相电压us的相位为φs，则有θ＝φ2-φs，在该情况下，如果以电网相电压us的相位φs为基准，改变三相CLC导抗变换电路的输出相电压u2的相位φ2，即可改变θ，这样就可改变并联光伏阵列的输出电压Up，实现最大功率跟踪。由于三相CLC导抗变换电路的输出相电压u2滞后输入相电流i190°，因此可通过控制输入相电流i1的相位来控制输出相电压u2的相位φ2。又由于输入相电流i1的相位即为电流型三相桥式逆变电路的PWM脉冲信号的调制波相位，因此，通过调节该调制波相位，即可改变并联光伏阵列的输出电压Up，使并联光伏阵列工作在最佳工作点，实现最大功率输出。请参阅图12，一种基于三相CLC导抗变换器的光伏并网拓扑的功率控制方法，包括如下步骤：S1)检测并联光伏阵列的输出电压Up以及输出电流Ip，通过DSP处理器并根据扰动观察法计算得出光伏最佳工作电压给定值Ug；S2)计算并联光伏阵列的输出电压Up和光伏最佳工作电压给定值Ug的电压偏差ΔU,并将电压偏差ΔU送入PI调节器而得到电流型三相桥式逆变电路的调制波相位偏差Δα，其中ΔU＝Ug-Up；S3)建立电流型三相桥式逆变电路的各相电流调制波函数；S4)将通过步骤S3)得到的各相调制波与三角载波作比较，通过PWM调制得到电流型三相桥式逆变电路用的PWM脉冲信号；S5)通过调节电流型三相桥式逆变电路的各相电流调制波的相位来调节并联光伏阵列的输出电压Up，完成最大功率跟踪。具体地，所述的步骤S3)又包括如下步骤：S31)检测电网U、V两相线电压的相位φUV，以该相位为基准，计算电流型三相桥式逆变电路的U1相电流调制波的相位α，α＝φUV+105°+Δα，其中105°表示相位补偿角；S32)根据三相对称原则，得到电流型三相桥式逆变电路的V1相电流调制波的相位α-120°以及W1相电流调制波的相位α+120°；S33)将调制比固定设为1，分别得到U1相电流调制波函数sin(ωt+α)、V1相电流调制波函数sin(ωt+α-120)以及W1相电流调制波函数sin(ωt+α+120)，其中ω＝100π。接着，在步骤S4)中，将通过步骤S3)得到的U1相电流调制波、V1相电流调制波以及W1相电流调制波与三角载波作比较，通过PWM调制得到电流型三相桥式逆变电路所需的第一PWM脉冲信号ug1、第二PWM脉冲信号ug2、第三PWM脉冲信号ug3、第四PWM脉冲信号ug4、第五PWM脉冲信号ug5以及第六PWM脉冲信号ug6。然后，在步骤S5)中，所述的第一PWM脉冲信号ug1、第二PWM脉冲信号ug2、第三PWM脉冲信号ug3、第四PWM脉冲信号ug4、第五PWM脉冲信号ug5以及第六PWM脉冲信号ug6分别驱动第一功率开关管VT1、第二功率开关管VT2、第三功率开关管VT3、第四功率开关管VT4、第五功率开关管VT5以及第六功率开关管VT6动作，再通过调节U1、V1、W1相电流调制波的相位来调节并联光伏阵列的输出电压Up，完成最大功率跟踪。请继续参阅图12，对所述的MPPT控制框图的建立进一步进行描述。设所述调制波的相位为α，则有：α＝φ2+90，φ2＝θ+φs从而得到：α＝φs+90+θ由上述可知，当θ在0°～90°内变化时，并联光伏阵列的输出电压Up进行单调变化，因此可近似认为并联光伏阵列的输出电压Up和θ成正比，即：θ＝kUp(k为比例系数)当采用PI调节器进行闭环控制时，有：其中，U0为积分初始值，kp为PI调节器比例常数，ki为PI调节器积分常数。继而有：α=φs+90+kkpΔU+kki∫0tΔUdt+kU0]]>令：则有：α＝φs+90+Δα+θ0为增大调解的线性度，θ0可取为θ调节范围的中间点，即θ0＝45°,这样，可得相位控制律：α＝φs+135+Δα根据上述关系式，即可建立图12所示的MPPT控制框图。图中，uUV为电网U、V相之间的线电压，因为该线电压超前相电压30°，因此上述关系式中的135°的超前补偿变为135-30＝105°，这样就得到了上述步骤S31)中提及的关系式α＝φUV+105°+Δα。当前第1页1 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