本发明涉及电子技术领域，具体涉及一种交流-直流变换器中自适应补偿电流峰值的恒流系统。
背景技术：
随着充电设备行业和照明行业的不断创新和快速发展，对节能和环保的要求越来越重要，希望功耗越来越低。在交流-直流变换器的应用中，比如充电器、适配器和照明LED灯，要求系统输出的电流恒流，而且精度越来越高。
然而在交流-直流峰值电流控制的反激式变化器或者非隔离降压变化器中，以下参数是变化的：线电压Vin(t)是波动的，变压器或电感的感量Lp会随温度、产品批量的不一致性而变化；变换器系统固有的延迟时间td随着温度和工艺的漂移而变化较大。
图1和图2是目前在LED照明和充电器应用中带有电流补偿的交流-直流(AC-DC)变换器系统框图，其中图1是隔离反激系统，图2是非隔离系统，其AC-DC控制系统包括峰值电流比较器、控制逻辑、驱动电路，电流补偿模块。其中电流补偿模块是基于原边峰值电流受线电压等因素影响而波动较大做的补偿。其原理是：当开关管Q1导通时原边电流线性增加，当检测电组Rcs两端的电压CS上升到等于Vref后，比较器输出Vcomp为”0”，逻辑控制Vctl为”0”和驱动转换输出Vdr为低，使开关管Q1关断，从而完成原边导通过程。实际上，比较器变为“0”到Vdr存在一定的延迟时间td，这样Q1关断时，电压CS的电流超过Vref/R很多，这是造成电流误差的主要原因。
假设没使用任何补偿模块，理论上原边导通时有如下关系：
其中Vin(t)、Lp、ton1、Ipk1分别是母线输入电压(以下简称“线电压”)、原边电感，Vcs电压达到Vref时的导通时间和对应的原边峰值电流；Rcs、Vref、Vcs(ton)、Ipk_on、td1分别是CS端检测电阻和参考电压、原边导通时间ton末(即Q1关断时)对应的CS端电压和原边峰值电流、系统延迟时间。
由于Vref、Rcs的精度相对较高，这里予以忽略，所以由(2)可知开关管Q1真正关断时原边峰值电流Ipk_on受系统延迟td影响而增加不少，如图3的实际情况-不补偿的部分所示。
在交流-直流(AC-DC)变换系统中，线电压Vin是变化很大的、由(2)式可知，峰值电流还受Vin变化的影响很大，所以目前学术和工业界提出了各种线电压补偿办法，通过补偿，使图1和图2中的比较器提前td时间翻转，同时采用和Vin同比例变化的补偿---Vin大时补偿大，Vin小时补偿小，补偿后的波形如图3“实际情况-补偿后”的部分所示。
目前的电流补偿办法都是线电压补偿法，即主要针对线电压的变化而采取的电流补偿法，其结构主要包括四种，如图4、图5、图6、图7所示的四种结构。其中图4和图7适用于隔离和非隔离应用，图5仅适用于隔离系统，图6仅适用于非隔离系统。其基本结构有两部分构成：采样电路和电压电流转换电路。
结合图1和图4，补偿原理如下：通过采样电路采取信号进入电压电流转换模块后产生补偿电流Icomp，通过加法电路产生CS1电压，增加后的CS1电压使比较器提前td导通，弥补了系统延迟造成的实际原边峰值电流偏大的误差。图1或图2和其他三种补偿结构结合，其原理是一样的。这四种补偿技术的差别是：
图4补偿原理是从Vin直接采用加在CS上，这样补偿电流与Vin成正比，补偿后的CS1电压和Vin电压同步变化，Vctl为‘0’时间与Vin反向变化，有效的弥补了Vin变化和td变化造成的误差。
图5是只对隔离AC-DC变换器系统而言的，辅助绕组电感Laux和图1中的主绕组Lp反相，通过耦合到辅助绕组产生一个与输入电压成线性比例的电压，其关系式为其中Vaux是采用绕组上的电压，Np和Naux是原边绕组和辅助绕组的匝数。这样补偿电流和Vin电压同比例的变化，Vctl为‘0’时间与Vin反向变化：即Vin增加大则比较器提前导通时间大，否则小；Vin减小时比较器推迟导通，这样从(2)式可知有效弥补了Vin变化和td变化造成的误差。
图6是对非隔离AC-DC变换器(见图2)而言的，补偿思路为在图6的Z1阻性负载(可以是LED灯珠，也可以是电阻或者锂离子充电器等阻性负载)和电感之际采样，即分压后的采样电压Vsmp与(Vin-Vz)从而与Vin成正比例关系，从而产生与Vin成正比的补偿电流，有效的弥补了Vin变化和td变化造成的误差。
图7补偿原理是芯片内部的电流源通过补偿控制来产生补偿电流，达到Vctl提前为‘0’的时间，弥补了td变化造成的电流误差，由于补偿电流与Vin没有任何关系，这种措施无法有效弥补Vin变化造成的误差。
以上四种补偿仅仅是线电压补偿，有以下几个局限性：
1)假定了系统的延迟td的是不变的，其实这个系统延迟时间td来源于逻辑运算延迟、高压驱动等模块的寄生延迟，且芯片生产中工艺的±30％偏差和-40℃-125℃的宽温度变化使得td的变化非常大。
2)假定了电感的值L是不变的，其实不同批次电感的值或者不同温度下的电感值是有较大的变化的。
td和电感L的变化导致的峰值电流变化如图9所示，Vref-Vcomp是补偿后VCS1＝Vref时CS端对应的电压，K0、K1、K2是受环境影响而电感不变、减少、增加后导致CS端电压变化的斜率。在假定延迟td为固定值补偿情况下，不同的斜率导致开关管关断时CS端的实际电压分别为Vref、Vref+ΔV1、Vref-ΔV2,可见误差较大难以保证峰值电流精度。同理电感值不变，受温度和工艺影响而导致延迟td变化的情况下，这种补偿的误差也是非常大的由此可见，现有的四种补偿技术补偿非常有限，对于原边电感电流精度要求不高的应用场合尚可，但无法满足电流精度日益提高的要求，更没有办法解决的问题是：开关系统延迟td随着芯片工艺、温度的变化而变化很大，有些高达±35％。在系统工作频率比较低(30KHz--50Khz)的应用中，由于td可通过有意设计使之比较大，这样工艺和温度偏差的带来的寄生延迟在总延迟td中比例比较小，可以把td随芯片工艺、温度的变化的范围控制在±20％以内。然而技术的发展越来越要求工作频率高，在工作频率50Khz-100Khz的应用中系统延迟td不宜太大，这样工艺和温度偏差的带来的寄生延迟占td主导地位。显然现有方案的补偿效果越来越小，很难做到宽温度下峰值电流精度在±10％以下，而且不同批次产品的电流精度偏差更大，这也是目前的芯片产品普遍存在批量不一致性，产品稳定差、系统可靠性不足的主要原因。
技术实现要素：
为了解决上述存在的问题，本发明提供一种交流-直流变换器中自适应补偿电流峰值的恒流系统。
本发明解决上述问题所采用的技术方案为：提供一种交流-直流变换器中自适应补偿电流峰值的恒流系统，该恒流系统包括补偿电压采样电路、补偿时间采样发生器、电平转换、电压电流转换电路和加法/减法电路，补偿时间采样发生器产生补偿采样时间tcomp，该补偿采样时间tcomp等于系统固有的延迟时间td的时序逻辑，该时序逻辑控制补偿电压采样电路的采样，从而产生采样电压Vsmp，该采样电压Vsmp经过电压电流转换电路产生补偿电流Icomp送往加法/减法电路，从而最终输出电压Vc。
本发明从电感峰值电流成线性变化的CS电压采样作为补偿量，这一个动态补偿值为它包含了线电压的变化、电感量的变化、导通至关断的系统关断延迟(以下简称“关断延迟”)时间误差的变化以及这些因素的综合效果，补偿采样时间等于系统关断延迟tcomp＝td1，就可以正好补偿了所有的误差，实现全方位补偿。
该发明用在隔离系统图中(见图11)，补偿电流通过加法电路相加后的值CS1输入到比较器的正端，当Vcs1＝Vref，比较器输出信号Vcomp为’0’，此时Q1仍在工作，有
ton1是VCS1达到Vref的时刻，tcomp是补偿采样时间。
比较器的输出信号Vcomp为‘0’和Vctl为‘0’到开关管Q1管关断的延迟为td1，内部逻辑Vctl为‘1’到开关管Q1真正导通的延迟时间为td2。由于td1和td2主要来源于逻辑控制和驱动电路，对一个芯片来说，可以做到这两个延迟一样，而且它们与温度和工艺的变化而同幅度变化，这样确保了动态延迟td1＝td2。取td2这个时间为补偿采样时间，因此
tcomp＝td1＝td2--------------------------------------(4)
系统Q1真正关断时，Q1的导通时间是ton＝ton1+td1,对应CS电压为
把(3)式代入(5)式得CS端电压为
把(4)代入(6)得
Vcs(ton)＝Vref--------------------------------(7)
从上面分析可以看出，对于不同的ΔLp和Td1,(7)式恒定成立。
此过程的波形见图10所示，在0-td1补偿期间,VCS＝2VCS1，工作时间td1后保持补偿量不变，设补偿量为ΔVref。Vcs1＝Vref时的CS电压与最终Vcs＝Vref的CS电压之差是ΔV1，由于任何情况下Vcs和Vcs1的电压变化斜率一样且tcomp＝td1，由图10的几何关系得ΔV1＝ΔVref，这样系统CS端的电压始终做到Vcs＝Vref。这个机制确保在Vin、电感L、温度和工艺等各种变量发生变化的情况下，原边电流Ics＝Vref/Rcs，使系统的原边电流做到真正的高精度、高批量一致性、高可靠性。
进一步，该恒流系统应用于交流-直流隔离控制器和/或非隔离控制器系统中。
如图11所示为本发明应用在隔离控制器的示意图，图12所示为本发明应用在非隔离控制器的示意图，从CS端采样送至电流补偿电路再送往加法电路，产生补偿后的电压CS1连接到比较器的正端和Vref电压逐周期比较产生关断逻辑信号Vcomp。图13所示为本发明应用在隔离控制器的示意图，从CS端采样电路送至电流补偿电路再送往减法电路，产生补偿后的电压Vref1连接到比较器的负端和CS电压逐周期比较产生关断逻辑信号Vcomp，图13的方法同样适用于非隔离系统。
进一步，所述交流-直流隔离控制器和/或非隔离控制器系统包括控制器，该控制器包括电流补偿模块、比较器、控制逻辑和驱动电路。
进一步，所述电流补偿模块包括电流补偿电路和加法电路。
进一步，所述电流补偿模块包括电流补偿电路和减法电路。
进一步，所述补偿电压采样电路包括两个补偿采样电路，其中每个补偿采样电路包括开关和电容。
进一步，所述补偿时间采样发生器为采样开关逻辑，该采样开关逻辑由电平转换、噪声消隐电路、复位电路、其中一个补偿采样电路的时序逻辑构成。
进一步，所述电压电流转换电路包括运算放大器、三极管和电阻。
进一步，所述电压电流转换电路包括运算放大器、场效应管和电阻。
本发明的有益效果是：从电感峰值电流成线性变化的CS电压采样作为补偿量，这一个动态补偿值为:它包含了线电压的变化、电感量的变化、导通时间误差的变化以及这些因素的综合效果，补偿采样时间等于系统关断延迟tcomp＝td1，就可以正好补偿了所有的误差，实现全方位补偿。
附图说明
图1是现有技术中应用于隔离AC-DC变换器的带有补偿模块的控制系统原理图；
图2是现有技术中应用于非隔离AC-DC变换器的带有补偿模块的控制系统原理图；
图3是补偿前和采用了补偿后，CS端峰值电压波形示意图；
图4是直接采用线电压采样补偿的电流补偿电路1；
图5是采用辅助绕组采样进行线补偿的电流补偿电路2；
图6是间接采用线电压采样补偿的电流补偿电路3；
图7是内部恒流源控制的电流补偿电路4；
图8是本发明交流-直流变换器中自适应补偿电流峰值的恒流系统结构示意图；
图9是背景技术中所述的电感L和td变化造成误差的波形示意图；
图10是采用本发明补偿技术后的CS端峰值电压波形示意图；
图11是本发明补偿量做加法的补偿技术应用在隔离控制器中的结构示意图；
图12是本发明补偿量做加法的补偿技术应用在非隔离控制器中的结构示意图；
图13是本发明补偿量做减法的补偿技术应用在隔离控制器中的结构示意图；
图14是本发明实施例一的电路结构图；
图15是本发明实施例二的电路结构图；
图16是图14和图15中采样开关逻辑产生的时序图。
具体实施方式
以下结合具体附图对本发明作进一步的说明。
实施例一
如图14所示，提供一种交流-直流变换器中自适应补偿电流峰值的恒流系统，该恒流系统由补偿采样1、电压电流转换电路、加法器、补偿采样2、采样开关逻辑共五部分构成，其中：
补偿采样1由开关S1、开关S2和电容C1构成；
电压电流转换电流由运算放大器AMP1、三极管Q1、Q2、Q3和电阻R1构成，运算放大器AMP1、管Q1和电阻R1实现电压电流转换，Q2和Q3实现电流的镜像；
加法器由管Q3、电阻R2、CS端构成，求和后电压Vs＝Vcs+Icomp×R2，取R2＝R3,Q2与Q3的比例为1:1，这样Vs＝Vcs+Vcom；
补偿采样2由开关S3、开关S4和电容C2构成。每个周期复位信号tdis使CS1端电压为零，Vctl_dely控制着从Vs采样到Vcs1；
采样开关逻辑由电平转换、噪声消隐电路、复位电路、补偿采样1时序逻辑构成，其确保补偿采样时间tcomp与系统延迟td相等，Vdr通过电平转换后的Vdr_L与噪声消隐后的信号Vctl_dely产生Vdync，用以控制补偿采样1时采样，使采样结束时间tcomp＝td，其时序关系如图16所示。为了避免功率管Q1管导通瞬间CS上的噪声被采样进去，补偿采样1时序逻辑的一端输入是Vctl_dely而不是Vctl尽管实际的采样时间比tcomp短，由于补偿量来源CS本身，是个与tomp成正比的量，真正决定最终补偿量的是补偿的采样终止时间tcomp，因此不会噪声消隐而影响补偿量。
每个周期采样开关逻辑产生的复位信号tdis使电流电压变化电路中的运算放大器AMP1的正端电压为零，从采样开关逻辑产生的采样信号Vdyn控制着补偿采样1模块从CS端采到动态的补偿电压，合理设计的Vdyn使得采样时间终止时间tcomp等于系统关断延迟td，因此采样电压Vcom为经A电压相加，再经过补偿采样2电路采样后的电压CS1送往交流直流变换控制器(隔离变化器如图11，非隔离变换器如图12)中的比较器的正端，当VCS1＝Vref时比较器翻转Vcomp＝0，此时开关管Q1导通时间为ton1，(见图11和图12)流过Q1的电流在CS端的电压为此后Vcomp信号经过控制逻辑和驱动电路td的延时使Vdr为低并关断功率管Q1，这个时候CS端的电压是ton1时刻CS端电压与系统延迟造成的电压误差之和，而延迟td造成的CS电压误差为由于本发明的设计确保采样补偿时间tcomp与系统延迟td相等，所以经过补偿后CS端的电压为Vref，这样流过电感的峰值电流等于其精度不受母线电压Vin、电感值、温度和工艺偏差导致td的变换等因素影响，相关时序图见图16，Vctl_dely是对Vctl的噪声消隐后的信号，确保td1<td,由此可知，这是一种自适应补偿的高精度恒流技术。
实施例二
如图15所示，是本发明的另一个实施案例，由补偿采样1、电压电流转换电路、减法器、补偿采样2、采样开关逻辑共五部分构成，其中：
补偿采样1由开关S1、开关S2和电容C1构成；
电压电流转换电流由运算放大器AMP1、三极管Q1、Q2、Q3和电阻R1构成，运算放大器AMP1、管Q1和电阻R1实现电压电流转换，管Q2和管Q3实现电流镜像；
减法器由管Q3、电阻R2、电压Vref端构成，相减后电压Vs＝Vref-Icomp×R2，取R2＝R3,Q2与Q3的比例为1:1，则Vs＝Vref-Vcom；
补偿采样2由开关S3、开关S4和电容C2构成，每个周期复位信号tdis使CS1端电压为零，Vctl_dely控制着从Vs采样到Vcs1；
采样开关逻辑由电平转换、噪声消隐电路、复位电路、补偿采样1时序逻辑构成，其确保补偿采样时间tcomp与系统延迟td相等,Vdr通过电平转换后的Vdr_L与噪声消隐后的信号Vctl_dely产生Vdync，用以控制补偿采样1时采样，使采样结束时间tcomp＝td，其时序关系如图16所示，为了避免功率管Q1管导通瞬间CS上的噪声被采样进去，补偿采样1时序逻辑的一端输入是Vctl_dely而不是Vctl。
每个周期采样开关逻辑产生的复位信号tdis使电流电压变化电路中的运算放大器AMP1的正端电压为零，从采样开关逻辑产生的采样信号Vdyn控制着补偿采样1模块从CS端采到动态的补偿电压，合理设计的Vdyn使得采样s时间tcomp等于系统关断延迟td，从而采样电压Vcom为经过电压电流转换电路产生补偿电流，最后通过R2构成的减法器与来自Vref端的电压相减，在经过补偿采样2电路采样后的电压Vref1送往交流直流变换控制器(隔离变化器如图13，非隔离变换器类似)中的比较器的负端，当VCS＝Vref1时比较器翻转Vcomp＝0，此时开关管Q1导通时间为ton1，(见图13)流过Q1的电流在CS端的电压为此后Vcomp信号经过控制逻辑和驱动电路td的延时使Vdr为低且关断功率管Q1，这个时候CS端的电压是ton1时刻CS端电压与系统延迟造成的电压误差之和，而延迟td造成的CS电压误差为由于本发明的设计确保采样补偿时间tcomp与系统延迟td相等，所以经过补偿后CS端的电压为Vref，这样流过电感的峰值电流等于其精度不受母线电压Vin、电感值、温度和工艺偏差导致td的变换等因素影响，相关时序图见图16，Vctl_dely是对Vctl的噪声消隐后的信号，确保td1<td。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明，对于本发明所属技术领域的技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。