一种多电平变流器的控制方法与流程

本发明涉及变流器控制技术，尤其涉及一种多电平变流器的控制方法。
背景技术：
：一种多电平变流器的拓扑结构如图1所示，多电平换流器包括三对桥臂，每对桥臂包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂和下桥臂均包括多个依次串接在电网三相输入端和输出端的子模块(SM)和电抗器L，子模块的个数为1-n之间。其中，如图2所示，每个子模块包括一个作为开关单元的IGBT(绝缘栅双极型晶体管)半桥和一个50ah的直流储能电池(B0)，每个子模块有三种开关状态：1)当子模块上下IGBT(绝缘栅双极型晶体管)均关断，称为闭锁状态，一般出现在启动和故障时；2)当子模块上部IGBTG1导通，下部IGBTG2闭锁，称为投入状态，此时子模块端口电压等于子模块中储能电池电压，并根据电流的方向来决定电池处于充电或放电的状态；3)当子模块上部IGBTG1闭锁，下部IGBTG2导通，称为切出状态，此时子模块的端口电压等于0，子模块中储能电池被旁路并且储能电池电压保持稳定。通过控制子模块的投入和切出叠加出多电平阶梯波拟合正弦交流波形。目前，多电平变流器的电流输出效果不佳，主要体现在输出电流电压中的低次(例如1、5、7、11、13次等)谐波的抑制效果不好。技术实现要素：本发明的目的之一是提供一种多电平变流器的控制方案，可以简单有效对输出电流电压中的低次谐波，即诸如1、5、7、11、13次等谐波中的至少一个进行抑制。根据本发明的一个方面，提供了一种多电平变流器的控制方法，所述控制方法用于控制所述多电平变流器，使得在三相并网电流值输入所述多电平变流器的情况下，多电平变流器输出对应的目标电压输出值，该控制方法包 括：-a1对三相并网电流值进行abc/αβ变换，得到第一变换后电流值，使所述第一变换后电流值经θ参数为第一次三相电流合成角度的αβ/dq变换和低通滤波器处理后，得到两相同步旋转坐标系下对应的第一次电流值；-b1对三相并网电流反馈电流值进行abc/αβ变换，得到第一变换后反馈电流值，使所述第一变换后反馈电流值经θ参数为第一次三相电流合成角度的αβ/dq变换后，得到两相同步旋转坐标系下对应的第一次反馈电流值，-c1将得到的两相同步旋转坐标系下对应的第一次电流值的第一次d相电流值和两相同步旋转坐标系下对应的第一次反馈电流值的第一次d相反馈电流值输入到第一减法器，将得到的两相同步旋转坐标系下对应的第一次电流值的第一次q相电流值和两相同步旋转坐标系下对应的第一次反馈电流值的第一次q相反馈电流值输入到第二减法器，将第一减法器和第二减法器输出的电流值分别经比例积分调节器变换后，进一步经θ参数为第一次三相电流合成角度的dq/αβ变换后生成对应的一次电压输出值；-d1将一次电压输出值经αβ/abc变换后生成对应的目标电压输出值。通过上述方案，简单有效地对输出电流电压中的低次谐波，即1、5、7、11、13次等谐波中的至少一个进行了抑制。附图说明通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：图1为现有技术中多电平变流器的拓扑结构；图2为现有技术中多电平变流器中各子模块的电路原理图；图3为现有技术中多电平变流器的控制结构模型的示意图；图4为根据本发明的一个实施例的多电平变流器的控制结构模型的示意图；图5为根据本发明的一个实施例的对图4所示的多电平变流器的控制结构模型进一步简化的控制结构模型的示意图；图6为根据本发明的一个实施例的对图5所示的控制结构模型进一步简化的控制结构模型的示意图；图7为根据本发明的一个实施例的对图6所示的控制结构模型进一步简化的控制结构模型的示意图；附图中相同或相似的附图标记代表相同或相似的部件。具体实施方式下面结合附图对本发明作进一步详细描述。在描述本发明的实施例前，对现有技术的多电平变流器的控制结构模型进行说明，以更好地与本发明实施例将要叙述的技术方案进行对比。如图3所示，示出了现有技术中多电平变流器的控制结构模型的示意图。在控制结构中，Ifa*、Ifb*、Ifc*是三相并网电流的给定值，Ifa*、Ifb*、Ifc*经过abc/αβ变换后生成Ifα*、Ifβ*，进一步经αβ/dq变换得到两相同步旋转坐标系(dq坐标系)下的电流值Ifd*、Ifq*，Ifd*、Ifq*经过dq/αβ变换后生成输出量Vα*、Vβ*，Vα*、Vβ*通过αβ/abc变换生成目标的电压输出值Vfa*、Vfb*、Vfc*；其中：abc/αβ变换公式为：XaXbXc=2310-1232-12-32XαXβ]]>上述公式中，Xa、Xb、Xc代表abc/αβ变换公式的输入，Xα、Xβ代表abc/αβ变换公式的输出。实际运算中，要替换成具体的变量。例如，上述Ifa*、Ifb*、Ifc*经过abc/αβ变换后生成Ifα*、Ifβ*的过程中，上式中的Xa、Xb、Xc分别替换成Ifa*、Ifb*、Ifc*，Xα、Xβ分别替换成Ifα*、Ifβ*。αβ/dq变换公式为：XαXβ=cosθ-sinθsinθcosθXdXq]]>上述公式中，Xα、Xβ代表αβ/dq变换公式的输入，Xd、Xq代表αβ/dq变换公式的输出，θ是在PWM(脉冲宽度调制)驱动开关管G1和G2时的开关函数基波初始相位角，是已知的。同理，在具体运算时，Xα、Xβ以及Xd、 Xq要替换成具体的变量，例如分别替换成Ifα*、Ifβ*和Ifd*、Ifq*。dq/αβ变换公式为：XdXq=cosθ-sinθsinθcosθ-1XαXβ]]>上述公式中，Xd、Xq代表dq/αβ变换公式的输入，Xα、Xβ代表dq/αβ变换公式的输出。同理，在具体运算时，Xd、Xq以及Xα、Xβ要替换成具体的变量。αβ/abc变换公式为：XαXβ=3210-1232-12-32-1XaXbXc]]>上述公式中，Xα、Xβ代表αβ/abc变换公式的输入，Xa、Xb、Xc代表αβ/abc变换公式的输出。同理，在具体运算时，Xα、Xβ以及Xa、Xb、Xc要替换成具体的变量。需要说明的是，上述abc/αβ变换、αβ/dq变换、dq/αβ变换以及αβ/abc变换对应的变化公式为已知的。根据本发明的一个实施例，对图1所示的多电平变流器的拓扑结构进控制的结构模型如图4所示。可选地，本实施例以对所述电平变流器进行带有反馈的控制结构模型为例进行说明。所述反馈可以指将所述多电平变流器的输出信号(诸如电流信号)的至少一部分回收到所述多电平变流器中的输入端。在此，对反馈的电流信号的信号量的大小没有限制，根据具体情况对反馈的信号量大小进行适当地调节。本发明实施例提供了如图4所示的多电平变流器的控制方法，它例如编程在处理器芯片中，在图1运行时对图1中各SM内部的如图2所示的IGBTG1和IGBTG2的通断进行控制，从而使得在三相并网电流值Ifa*、Ifb*、Ifc*输入图1的多电平变流器的情况下，多电平变流器输出目标电压输出值Vfa*、Vfb*、Vfc*。该控制方法包括：-a1对三相并网电流值Ifa*、Ifb*、Ifc*进行abc/αβ变换(上面已介绍)，得到第一变换后电流值Ifα*、Ifβ*，使所述第一变换后电流值Ifα*、Ifβ*经θ参数为第一次三相电流合成角度θ1的αβ/dq变换(上面已介绍)和低通滤波器处理后，得到两相同步旋转坐标系下对应的第一次电流值Ifd1*、Ifq1*。θ参数是αβ/dq变换的一个参数。第一次三相电流合成角度θ1的值是已知的。-b1对三相并网电流反馈电流值Ifa、Ifb、Ifc(该反馈值是从图1的多电平变流器输出电流中抽取出来的，抽取的量根据实际需要由本领域技术人员酌定)进行abc/αβ变换，得到第一变换后反馈电流值Ifα、Ifβ，使所述第一变换后反馈电流值Ifα、Ifβ经θ参数为第一次三相电流合成角度θ1的αβ/dq变换后，得到两相同步旋转坐标系下对应的第一次反馈电流值Ifd1、Ifq1。-c1将得到的两相同步旋转坐标系下对应的第一次电流值Ifd1*、Ifq1*的第一次d相电流值Ifd1*和两相同步旋转坐标系下对应的第一次反馈电流值Ifd1、Ifq1的第一次d相反馈电流值Ifd1输入到第一减法器，将得到的两相同步旋转坐标系下对应的第一次电流值Ifd1*、Ifq1*的第一次q相电流值Ifq1*和两相同步旋转坐标系下对应的第一次反馈电流值Ifd1、Ifq1的第一次q相反馈电流值Ifq1输入到第二减法器，将第一减法器和第二减法器输出的电流值分别经比例积分调节器PI变换后，进一步经θ参数为第一次三相电流合成角度θ1的dq/αβ变换后生成对应的一次电压输出值Vα1*、Vβ1*。-d1将一次电压输出值Vα1*、Vβ1*经αβ/abc变换后生成对应的目标电压输出值Vfa*、Vfb*、Vfc*。该实施例相当于图4中去掉加法器A1-A8及用于产生Vα5*、Vβ5*、Vα7*、Vβ7*、Vα11*、Vβ11*、Vα13*、Vβ13*的部分的情形。由于本发明实施例将三相并网电流反馈电流值Ifa、Ifb、Ifc进行abc/αβ变换和θ参数为第一次三相电流合成角度θ1的αβ/dq变换，用得到的值与三相并网电流反馈电流值Ifa、Ifb、Ifc进行abc/αβ变换和αβ/dq变换得到的值进行减法运算，从而消除了输出电流电源中一次谐波的影响。可选地，该控制方法在步骤-c1后还包括：-a5对三相并网电流值Ifa*、Ifb*、Ifc*进行abc/αβ变换，得到第一变换后电流值Ifα*、Ifβ*，使所述第一变换后电流值Ifα*、Ifβ*经θ参数为第五次三相电流合成角度θ5的αβ/dq变换和低通滤波器处理后，得到两相同步旋转坐标系 下对应的第五次电流值Ifd5*、Ifq5*。第五次三相电流合成角度θ5的值是已知的。-b5对三相并网电流反馈电流值Ifa、Ifb、Ifc进行abc/αβ变换，得到第一变换后反馈电流值Ifα、Ifβ，使所述第一变换后反馈电流值Ifα、Ifβ经θ参数为第五次三相电流合成角度θ5的αβ/dq变换后，得到两相同步旋转坐标系下对应的第五次反馈电流值Ifd5、Ifq5。-c5将得到的两相同步旋转坐标系下对应的第五次电流值Ifd5*、Ifq5*的第五次d相电流值Ifd5*和两相同步旋转坐标系下对应的第五次反馈电流值Ifd5、Ifq5的第五次d相反馈电流值Ifd5输入到第三减法器，将得到的两相同步旋转坐标系下对应的第五次电流值Ifd5*、Ifq5*的第五次q相电流值Ifq5*和两相同步旋转坐标系下对应的第五次反馈电流值Ifd5、Ifq5的第五次q相反馈电流值Ifq5输入到第四减法器，将第三减法器和第四减法器输出的电流值分别经比例积分调节器PI变换后，进一步经θ参数为第五次三相电流合成角度θ5的dq/αβ变换后生成对应的五次电压输出值Vα5*、Vβ5*。其中步骤-d1进一步包括：将一次电压输出值Vα1*、Vβ1*与五次电压输出值Vα5*、Vβ5*相加后，再经αβ/abc变换后生成对应的目标电压输出值Vfa*、Vfb*、Vfc*。该实施例相当于图4中去掉加法器A3-A8及用于产生Vα7*、Vβ7*、Vα11*、Vβ11*、Vα13*、Vβ13*的部分的情形。由于本发明实施例对三相并网电流值Ifa*、Ifb*、Ifc*进行abc/αβ变换和θ参数为第五次三相电流合成角度θ5的αβ/dq变换，得到两相同步旋转坐标系下对应的第五次电流值Ifd5*、Ifq5*，并对三相并网电流反馈电流值Ifa、Ifb、Ifc进行abc/αβ变换和θ参数为第五次三相电流合成角度θ5的αβ/dq变换,得到两相同步旋转坐标系下对应的第五次反馈电流值Ifd5、Ifq5，并对Ifd5*、Ifq5*和Ifd5、Ifq5进行相减操作，从而消除了输出电流电源中五次谐波的影响。可选地，该控制方法在步骤-c5后还包括：-a7对三相并网电流值Ifa*、Ifb*、Ifc*进行abc/αβ变换，得到第一变换后电流值Ifα*、Ifβ*，使所述第一变换后电流值Ifα*、Ifβ*经θ参数为第七次三相电流合成角度θ7的αβ/dq变换和低通滤波器处理后，得到两相同步旋转坐标系下对应的第七次电流值Ifd7*、Ifq7*。第七次三相电流合成角度θ7是已知的。-b7对三相并网电流反馈电流值Ifa、Ifb、Ifc进行abc/αβ变换，得到第一变换后反馈电流值Ifα、Ifβ，使所述第一变换后反馈电流值Ifα、Ifβ经θ参数为第七次三相电流合成角度θ7的αβ/dq变换后，得到两相同步旋转坐标系下对应的第七次反馈电流值Ifd7、Ifq7。-c7将得到的两相同步旋转坐标系下对应的第七次电流值Ifd7*、Ifq7*的第七次d相电流值Ifd7*和两相同步旋转坐标系下对应的第七次反馈电流值Ifd7、Ifq7的第七次d相反馈电流值Ifd7输入到第五减法器，将得到的两相同步旋转坐标系下对应的第七次电流值Ifd7*、Ifq7*的第七次q相电流值Ifq7*和两相同步旋转坐标系下对应的第七次反馈电流值Ifd7、Ifq7的第七次q相反馈电流值Ifq7输入到第六减法器，将第五减法器和第六减法器输出的电流值分别经比例积分调节器PI变换后，进一步经θ参数为第七次三相电流合成角度θ7的dq/αβ变换后生成对应的七次电压输出值Vα7*、Vβ7*。其中步骤-d1进一步包括：将一次电压输出值Vα1*、Vβ1*与五次电压输出值Vα5*、Vβ5*、七次电压输出值Vα7*、Vβ7*相加后，再经αβ/abc变换后生成对应的目标电压输出值Vfa*、Vfb*、Vfc*。该实施例相当于图4中去掉加法器A5-A8及用于产生Vα11*、Vβ11*、Vα13*、Vβ13*的部分的情形。由于本发明实施例对三相并网电流值Ifa*、Ifb*、Ifc*进行abc/αβ变换和θ参数为第七次三相电流合成角度θ7的αβ/dq变换，得到两相同步旋转坐标系下对应的第七次电流值Ifd7*、Ifq7*，并对三相并网电流反馈电流值Ifa、Ifb、Ifc进行abc/αβ变换和θ参数为第七次三相电流合成角度θ7的αβ/dq变换,得到两相同步旋转坐标系下对应的第七次反馈电流值Ifd7、Ifq7，并对Ifd7*、Ifq7*和Ifd7、Ifq7进行相减操作，从而消除了输出电流电源中七次谐波的影响。可选地，该控制方法在步骤-c7后还包括：-a11对三相并网电流值Ifa*、Ifb*、Ifc*进行abc/αβ变换，得到第一变换后电流值Ifα*、Ifβ*，使所述第一变换后电流值Ifα*、Ifβ*经θ参数为第十一次三相电流合成角度θ11的αβ/dq变换和低通滤波器处理后，得到两相同步旋转坐标系下对应的第十一次电流值Ifd11*、Ifq11*。第十一次三相电流合成角度θ11是已知的。-b11对三相并网电流反馈电流值Ifa、Ifb、Ifc进行abc/αβ变换，得到第一变换后反馈电流值Ifα、Ifβ，使所述第一变换后反馈电流值Ifα、Ifβ经θ参数为第十一次三相电流合成角度θ11的αβ/dq变换后，得到两相同步旋转坐标系下对应的第十一次反馈电流值Ifd11、Ifq11。-c11将得到的两相同步旋转坐标系下对应的第十一次电流值Ifd11*、Ifq11*的第十一次d相电流值Ifd11*和两相同步旋转坐标系下对应的第十一次反馈电流值Ifd11、Ifq11的第十一次d相反馈电流值Ifd11输入到第九减法器，将得到的两相同步旋转坐标系下对应的第十一次电流值Ifd11*、Ifq11*的第十一次q相电流值Ifq11*和两相同步旋转坐标系下对应的第十一次反馈电流值Ifd11、Ifq11的第十一次q相反馈电流值Ifq11输入到第十减法器，将第九减法器和第十减法器输出的电流值分别经比例积分调节器PI变换后，进一步经θ参数为第十一次三相电流合成角度θ11的dq/αβ变换后生成对应的十一次电压输出值Vα11*、Vβ11*。其中步骤-d1进一步包括：将一次电压输出值Vα1*、Vβ1*与五次电压输出值Vα5*、Vβ5*、七次电压输出值Vα7*、Vβ7*、十一次电压输出值Vα11*、Vβ11*相加后，再经αβ/abc变换后生成对应的目标电压输出值Vfa*、Vfb*、Vfc*。该实施例相当于图4中去掉加法器A7-A8及用于产生Vα13*、Vβ13*的部分的情形。由于本发明实施例对三相并网电流值Ifa*、Ifb*、Ifc*进行abc/αβ变换和θ参数为第十一次三相电流合成角度θ11的αβ/dq变换，得到两相同步旋转坐标系下对应的第十一次电流值Ifd11*、Ifq11*，并对三相并网电流反馈电流值Ifa、Ifb、Ifc进行abc/αβ变换和θ参数为第十一次三相电流合成角度θ11的αβ/dq变换,得到两相同步旋转坐标系下对应的第十一次反馈电流值Ifd11、Ifq11，并对Ifd11*、Ifq11*和Ifd11、Ifq11进行相减操作，从而消除了输出电流电源中十一次谐波的影响。可选地，该控制方法在步骤-c11后还包括：-a13对三相并网电流值Ifa*、Ifb*、Ifc*进行abc/αβ变换，得到第一变换后电流值Ifα*、Ifβ*，使所述第一变换后电流值Ifα*、Ifβ*经θ参数为第十三次三相电流合成角度θ13的αβ/dq变换和低通滤波器处理后，得到两相同步旋转坐标系下对应的第十三次电流值Ifd13*、Ifq13*。第十三次三相电流合成角度θ13的值是已知的。-b13对三相并网电流反馈电流值Ifa、Ifb、Ifc进行abc/αβ变换，得到第一变换后反馈电流值Ifα、Ifβ，使所述第一变换后反馈电流值Ifα、Ifβ经θ参数为第十三次三相电流合成角度θ13的αβ/dq变换后，得到两相同步旋转坐标系下对应的第十一次反馈电流值Ifd13、Ifq13。-c13将得到的两相同步旋转坐标系下对应的第十三次电流值Ifd13*、Ifq13*的第十三次d相电流值Ifd13*和两相同步旋转坐标系下对应的第十三次反馈电流值Ifd13、Ifq13的第十三次d相反馈电流值Ifd13输入到第十一减法器，将得到的两相同步旋转坐标系下对应的第十三次电流值Ifd13*、Ifq13*的第十三次q相电流值Ifq13*和两相同步旋转坐标系下对应的第十三次反馈电流值Ifd13、Ifq13的第十三次q相反馈电流值Ifq13输入到第十二减法器，将第十一减法器和第十二减法器输出的电流值分别经比例积分调节器PI变换后，进一步经θ参数为第十三次三相电流合成角度θ13的dq/αβ变换后生成对应的十三次电压输出值Vα13*、Vβ13*。其中步骤-d1进一步包括：将一次电压输出值Vα1*、Vβ1*与五次电压输出值Vα5*、Vβ5*、七次电压输出值Vα7*、Vβ7*、十一次电压输出值Vα11*、Vβ11*、十三次电压输出值Vα13*、Vβ13*相加后，再经αβ/abc变换后生成对应的目标电压输出值Vfa*、Vfb*、Vfc*。该实施例相当于图4中的完整情形。由于本发明实施例对三相并网电流值Ifa*、Ifb*、Ifc*进行abc/αβ变换和θ参数为第十三次三相电流合成角度θ13的αβ/dq变换，得到两相同步旋转坐标系下对应的第十三次电流值Ifd13*、Ifq13*，并对三相并网电流反馈电流值Ifa、Ifb、Ifc进行abc/αβ变换和θ参数为第十三次三相电流合成角度θ13的αβ/dq变换,得到两相同步旋转坐标系下对应的第十三次反馈电流值Ifd13、Ifq13，并对Ifd13*、Ifq13*和Ifd13、Ifq13进行相减操作，从而消除了输出电流电源中十三次谐波的影响。进一步地，对图4所示的多电平变流器的控制结构模型进一步简化，得到图5所示的控制结构模型。如图5所示：是三相电流Ifa*、Ifb*、Ifc*的合成矢量表示方式，经过e-jθ1(所述e-jθ1代 表三相abc静止坐标系下的数值变换到两相同步旋转dq坐标系下的数值的运算，其中j代表该运算的虚部算子)变化并通过低通滤波器(LPF)后生成是三相电流Ifa、Ifb、Ifc的合成矢量表示方式，经过e-jθ1变化生成二者的差值通过PI控制单元进入ejθ1生成其中，θ1为第一次的三相电流合成角度；-基于上述步骤，同理，生成或和或和或和其中，θ5为第五次的三相电流合成角度，θ7为第七次的三相电流合成角度，θ11为第十一次的三相电流合成角度，θ13为第十三次的三相电流合成角度；-对于生成和的情况，通过相应的减法器合成其中，是图4中所示的Vfa*、Vfb*、Vfc*的合成矢量；-对于生成和或者生成和或者生成和的情况，分别按序通过相应的减法器合成其中，是图4中所示的Vfa*、Vfb*、Vfc*的合成矢量。进一步地，对图5示的多电平变流器的控制结构模型进一步简化，得到图6所示的控制结构模型。如图6示：-PI控制单元分成Kp和1/s(其中1/s表示比例积分调节器(PI)变换的积分环节；kp表示比例积分调节器(PI)变换的比例系数)；和作差后生成-对于生成和的情况，分别经过e-jθ1、e-jθ1生成经过1/S的积分环节，分别进入ejθ1、ejθ5分别得到通过加法器运算后，经过Ki(闭环控制中的积分常数，主要用于调节稳态时间)，与经过Kp的所得到的值进行相加，获得-对于生成和的情况，分别经过e-jθ1、e-jθ5、e-jθ7生成经过1/S的积分环节，分别进入ejθ1、ejθ5、ejθ7分别得到通过加法器运算后，经过Ki，与经过Kp的所得到的值进行相加，获得-对于生成和的情况，分别经过e-jθ1、e-jθ5、e-jθ7、e-jθ11生成经过1/S的积分环节，分别进入ejθ1、ejθ5、ejθ7、ejθ11分别得到通过加法器运算后，经过Ki，与经过Kp的所得到的值进行相加，获得-对于生成和的情况，分别经过e-jθ1、e-jθ5、e-jθ7、e-jθ11、e-jθ13生成经过1/S的积分环节，分别进入ejθ1、ejθ5、ejθ7、ejθ11、ejθ13分别得到而通过加法器运算后，经过Ki，与经过Kp的所得到的值进行相加，获得进一步地，将图6所示的控制结构写成系统传递函数标准形式，则二阶系统动态性能指标，如下所示：Y→(t)=L-1{L[X→(t)*e-jwt]*Hw(s)}*ejwt=L-1[X→(s+jwt)*Hw(s)]*ejwt=L-1[X→(s+jwt-jwt)*Hw(s-jwt)]=L-1[X→(s)*Hw(s-jwt)]]]>对上述表达式进一步简化，常将二阶系统写成标准形式，系统闭环传递函数标准形式为：Y→(s)=X→(s)*[1s-jwt+1s+jwt]]]>=X→(s)*[s+jwts2+w2+s-jwts2+w2]=X→(s)*2ss2+w2]]>由此，对图6所示的控制结构模型进一步简化后的结构模型如图7所示，根据图7,与作差后生成分别经过和或者分别经过和或者分别经过和或者分别经过和生成一组数值，经过1/s后，与经过Kp的所得到的值进行相加，最终获得优选地，本发明中多电平变流器中IGBT的开关频率设置为1kHz。优选地，本发明中多电平变流器中子模块的个数n为13。图5-7是图4不同程度的简化表示，但核心思想仍然如图4所示。本发明实施例采用上述简化方法可以有效实现现有技术通过采用复杂控制方法的变流器同样的电流输出效果，而且降低了系统总损耗，整体提高可靠性及经济性。对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。当前第1页1 2 3