功率开关电路的制作方法

本发明涉及一种功率开关电路。

背景技术：

现代电力电子装置作为电力转换的重要组成部分，是现代电力、电子、电机和能源行业必不可少的装置部分。电力电子装置的电能转换效率一直是重要的追求目标，电力电子装置的效率也可以用装置损耗来表征。

其中功率半导体作为现代电力电子设备的核心部件，其损耗是装置损耗最重要的组成部分，其性能直接决定了电力电子装置的可靠性和电能转换效率。为了设计更高性能的电力电子设备，希望功率半导体具备功率损耗低的特性。

现代电力电子设备根据实际不同的应用条件，采用功率开关器件组合成不同的电路拓扑，常用的有Buck，Boost，半桥，二极管钳位三电平，T型三电平等不同功率开关电路拓扑。对于本领域人员来说，比较熟知的为功率开关电路中通常至少包括一个开关管和控制器；控制器控制开关管的通与断来实现功率之间的转换，例如直流和直流，交流和直流之间的转换等。

以上所描述电路的功率开关器件通常工作于开关状态，功率开关器件的损耗主要由两部份组成：导通损耗和开关损耗。当功率开关器件导通时，电流流经功率开关器件产生导通损耗；当器件由导通状态转换到关断状态，或者由关断状态转换到导通状态，器件会产生开关损耗，可进一区分开关损耗为：由导通状态转换到关断状态为关断损耗，由关断状态转换到导通状态为开通损耗。

在实际工作中，开通损耗与功率开关器件本身，寄生电感以及续流二极管的反向恢复电荷相关。关断损耗与功率开关器件本身，寄生电感相关，与续流二极管的正向导通关联较小。

以Buck电路为例进行说明。图1中为现有技术中的Buck电路，包括功 率开关器件S、续流二极管D、与功率开关器件S串联的寄生电感Ls、输入电压Vin、输入电容器件Cdc、输出滤波电感Lo、输出负载Load。其中功率开关器件S与寄生电感Ls构成一开关管1-1，通过控制开关管1-1的导通和关断实现电源的转换，该开关管1-1的输入电压Vin与输入电容器件Cdc并联，具有正电压端子P和负电压端子N，功率开关器件S与寄生电感的串联支路连接到正电压端子，续流二极管D连接到负电压端子，功率开关器件S与续流二极管D的中点与输出滤波电感Lo、负载Load连接。

功率开关器件S通过栅极G的控制，可以工作在开通和关断两种状态。

当开关管1-1开通时，电流从输入端和输入电容器件Cdc经过功率开关器件S，流到输出滤波电感Lo和负载Load，此时在功率开关器件S上产生开通损耗。寄生电感Ls的存在会减缓功率开关器件的开通电流变化率，使电流的变化滞后于电压的变化，减小电流与电压的交叠时间，降低功率开关器件的开通损耗，但也会降低开通速度；另一方面，寄生电感Ls会减小二极管反向恢复过程的电流变化率，产生较低的反向电流，降低反向恢复损耗。因此增加寄生电感Ls可以降低开通损耗。

当开关管1-1关断时，经过功率开关器件S的电流被阻断，输出滤波电感Lo和负载Load的电流经过寄生电感Ls和功率开关器件S的电流减小，同时续流二极管D的正向电流增加，此过程产生功率开关器件S的关断损耗。由于寄生电感Ls的存在，会减缓功率开关器件的关断电流变化率，使电流变化与电压变化的交叠时间更长，增加功率开关器件的关断损耗。

因此寄生电感对于损耗的影响可以描述为：在功率开关器件开通过程，寄生电感有利于降低开通损耗；在功率开关器件关断过程，寄生电感会增加关断损耗。

传统降低功率半导体损耗的方法有：

1)设计合适的寄生电感，兼顾开通和关断损耗。但该方法不能同时满足开通损耗最低和关断损耗最低。

2)采用软开关电路技术。可以降低功率半导体器件的开通或关断损耗，但通常需增加额外的软开关电路。

3)采用更高性能的半导体器件材料。如新一代的宽禁带器件，可以降低半导体损耗，但往往带来半导体成本增加。

技术实现要素：

为克服现有技术中的缺陷，本发明的目的是提出一种新的减少功率半导体器件损耗的技术解决方案，在不需要增加额外软开关电路的同时，可降低电力电子半导体器件的开通和关断损耗。

为达上述目的，本发明采用以下技术方案：

功率开关电路，包括至少一开关管，通过控制该开关管的开通和关断实现电源的转换。本方案中功率开关电路包括至少一开关管单元。该开关管单元包括至少一第一开关管和一第二开关管，第一开关管和第二开关管并联连接。开关管单元的控制时序和控制周期由所述开关管单元所包括的开关管的控制时序和周期合并构成且等同于功率开关电路中一个开关管的控制时序和控制周期，其中第一开关管的开通损耗小于第二开关管的开通损耗，第一开关管的关断损耗大于第二开关管的关断损耗。在开关管单元的一个控制周期内，控制开关管单元开启时，控制第一开关管的开通时刻早于第二开关管的开通时刻，控制开关管单元关断时，控制第二开关管的关断时刻晚于第一开关管的关断时刻。

其中，第二开关管的开通时刻与第一开关管开通时刻的时间差至少大于第一开关管完全开通所需时间；第二开关管关断时刻与第一开关管关断时刻的时间差至少大于第一开关管完全关断所需时间。

其中，在一些实施例中，功率开关电路仅包含一个开关管单元。在另外的实施例中，功率开关电路包含两个开关管单元，两个开关管单元的控制时序互补以控制两个开关管单元交替开通和关断。

为使得开关单元的开通损耗和关断损耗满足以上要求，在一些实施例中，第一开关管的寄生电感值大于或等于第二开关管寄生电感值的5倍。在另一些实施例中，第一开关管的额定电流大于所述第二开关管的额定电流。在一些实施例中，为降低第一开关管关断时的尖峰电压，第一开关管的两端并接有一电压钳位电路。

本发明所提出的功率开关电路中设置的开关管单元，可降低功率开关电路的损耗，提高功率开关电路的效率。

附图说明

图1是示出现有技术中的Buck电路的电路图；

图2是示出根据本发明的功率开关电路的电路图；

图3是示出图2中所示电路的控制时序的示意图；

图4是示出根据本发明实施例一的Buck电路的电路图；

图5是示出发出栅极驱动信号的电路的示意图；

图6是示出根据本发明实施例二的Boost电路的电路图；

图7是示出根据本发明实施例三的半桥电路的电路图；

图8是示出图7中所示电路的控制时序的示意图；

图9是示出根据本发明实施例四的T型三电平电路的电路图；

图10是示出图9中所示电路的控制时序的示意图；

图11是示出根据本发明实施例五的二极管钳位三电平电路的电路图；

图12是示出图11中所示电路的控制时序的示意图；

图13是示出根据本发明实施例的电压钳位电路的电路图；以及

图14是示出根据本发明实施例的另一种电压钳位电路的电路图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部结构。

本发明提供的一种功率开关电路，其中一实施例如图2所示。该功率开关电路包括至少一开关管单元，通过控制该开关管单元的开通和关断来实现电源的转换。开关管单元包括第一开关管2-1和第二开关管2-2。在此实施例中，第一开关管2-1和第二开关管2-2均为MOSFET开关管。此类MOSFET开关管通常并联有一体二极管，图2中示意出的二极管D1和二极管D2。当然在其他实施例中，第一开关管和第二开关管可以是其他类型的开关器件，例如GaN HEMT,SiC MOS或IGBT等开关管。寄生电感Ls1代表第一开关管2-1所在支路的寄生电感，寄生电感Ls2代表第二开关管2-2所在支路的 寄生电感。在该功率开关电路中，寄生电感Ls1远大于寄生电感Ls2。由于寄生电感Ls1比较大，第一开关管2-1可以获得较低的开通损耗，而寄生电感Ls2比较小，第二开关管2-2可以获得较低的关断损耗。寄生电感Ls1远大于寄生电感Ls2，第一开关管2-1的开通损耗小于第二开关管2-2的开通损耗，而第一开关管2-1的关断损耗大于第二开关管2-2的关断损耗。

在该功率开关电路中配置第一开关管的开通损耗小于第二开关管的开通损耗，第一开关管的关断损耗大于所述第二开关管的关断损耗。在该功率开关电路中，整个开关管单元的控制时序和控制周期由并联连接的第一开关管2-1和第二开关管2-2合并构成，并且等同于图1中的功率开关电路的一个开关管1-1的控制时序和控制周期。由于第一开关管2-1的开通损耗小于第二开关管2-2的开通损耗，而第一开关管2-1的关断损耗大于第二开关管2-2的关断损耗，因此可以通过控制第一开关管2-1和第二开关管2-2的开通和关断时序获得整个开关管单元较低的开通损耗和关断损耗。

如图3所示为图2所示的电路结构相应的控制方法。Vg1为第一开关管2-1的控制信号，Vg2为第二开关管2-2的控制信号，Vds为图2中的A、B端口电压，Is1为第一开关管2-1的电流，Is2为第二开关管2-2的电流。第一开关管2-1的开通损耗较小，第二开关管2-2的关断损耗较小。在一个开关周期中，t0时刻第一开关管2-1、第二开关管2-2都处在关断状态，第一开关管2-1在t1时刻先开通，第二开关管2-2在t2时刻后开通。由于第二开关管2-2开通的时刻第一开关管2-1已经完全开通，因此，第二开关管2-2是零电压开通，几乎无开通损耗。在t3时刻第一开关管2-1先关断，第一开关管2-2在t4时刻后关断。因为第一开关管2-1先于第二开关管2-2关断，因此第一开关管2-1是零电压关断，几乎无关断损耗。这样，通过控制并联连接的第一开关管2-1和第二开关管2-2的开通及关断的时序，整个电路可以同时获得较低的开通损耗和关断损耗。

以下例举几种方案用于实现第一开关管的开通损耗小于第二开关管的开通损耗，第一开关管的关断损耗大于第二开关管的关断损耗。较为简便的一种方式是利用第一开关管和第二开关管各自所在支路的寄生电感参数来实现。利用第一开关管所在支路寄生电感远大于第二开关管所在支路的寄生电感来实现：第一开关管的开通损耗小于第二开关管的开通损耗同时第一开关 管的关断损耗大于第二开关管的关断损耗。较佳地，在此实施例中可设置第一开关管2-1的寄生电感值大于或等于第二开关管2-2的寄生电感值的5倍，使得第一开关管2-1与第二开关管2-2之间的开通损耗或者关断损耗之间的差别更为显著。另一种方式为第一开关管和第二开关管设置为不同类型的功率开关器件以使得第一开关管和第二开关管的开通损耗和关断损耗有效为明显的差别。这里提到的不同类型的功率开关器件可以有两种含义:第一种是不同类型的功率开关，功率开关器件S1是IGBT(绝缘栅双极晶体管)和功率开关器件S2是MOSFFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)。功率开关器件S2的关断损耗较小，控制功率开关S2后关断，可以获得更小的关断损耗。当然也可以是GaN，SiC MOS，IGBT和MOSFET等不同类功率开关器件的并联组合。

还有一种方式为第一开关管和第二开关管是同类型不同型号的功率开关。例如，第一开关管2-1和第二开关管2-2是不同额定电流的IGBT功率开关。第一开关管2-1是额定电流更大的IGBT，第二开关管2-2是额定电流更小的IGBT。第二开关管2-2的关断损耗较小，控制第二开关管2-2后关断，可以获得更小的关断损耗。

以下例举五种不同的具体功率开关电路拓扑图结构，然而本发明中开关管单元的应用并不局限于此五种功率开关电路。本发明中开关管单元利于减小功率开关电路的损耗，从而提高功率开关电路的效率。

实施例一

本实施例描述一种Buck电路，该Buck电路应用上述本发明的功率开关电路。

图4示出了本实施例的Buck电路的电路图。如图4所示该Buck电路与图1不同之处是，图4中为开关管单元替换了图1所示的单一的开关管。如图4所示，开关管单元包括第一开关管S1和第二开关管S2。第一开关管S1串联一其所在支路的等效寄生电感Ls1；第二开关管S2串联有一等效寄生电感Ls2。第一开关管S1和第二开关管S2并联连接。该Buck电路还包括续流二极管D、输入电压Vin、输入电容器件Cdc、输出滤波电感Lo、输出负载Load。

输入电压Vin与输入电容器件Cdc并联，第一开关管3-1与第二开关管 3-2并联连接形成的开关管单元连接到正电压端子，续流二极管D连接到负电压端子，第一开关管S1与第二开关管S2并联连接形成的开关管单元与续流二极管D的中点与输出滤波电感Lo、负载Load连接。在此实施例中，功率开关器件S1、S2是MOSFET，Ls1远大于Ls2(。因为Ls1比Ls2大，如前所述利用第一开关管S1具有较大的寄生电感Ls1，在开通第一开关管S1时具有比第二开关管S2更低的开通损耗；另一方面，因为Ls2比Ls1小，利用第二开关管S2具有较小的寄生电感Ls2，在关断第一开关管3-2时具有比第一开关管S1更低的关断损耗。将第一开关管S1(Ls1和S1)与第一开关管S2(Ls2和S2)的开通和关断分离开，可以同时获得较低的开通损耗和关断损耗。电路中寄生电感Ls1和Ls2的值，可以通过较多种方式获得。例如，可以通过对电路进行建模后采用电磁场仿真工具确定。在本实施例的Buck电路中，假设在输出电压1.8V，输出电流即load为20A，开关S1或S2的工作频率为600kHz的条件下，获得一个比较理想的Ls1值为1到3nH，Ls2值小于0.2nH。

对第一开关管和第二开关管的控制在上述内容中已有描述过，因此不再赘述。在此，对如何产生图3所示开关管单元中第一开关管和第二开关管的控制信号进行举例说明。如图5所示，图5提供了一种开关管单元中两相互配合的控制信号产生的一种方式。以控制信号为PWM控制信号进行说明，PWM控制器发出的信号Vg，连接至Vg1作为功率开关器件S1的栅极驱动信号，Vg经过电阻R、电容C和运算放大器Op延迟环节，连接至Vg2作为功率开关S2的栅极驱动信号，电容一端与运算放大器Op连接，另一端连接到PWM控制器的公共端com，连接至功率开关器件S1和S2的源极source1/2。

延迟时间ΔT可以通过调整R，C的值改变，R、C值越大延迟时间越长。一方面，延迟时间ΔT应大于S1开通或关断过程时间，使S1开通或关断完成后，S2再进行开通或关断，以充分的实现S2的零电压开通及S1的零电压关断；另一方面，太长的延迟时间ΔT会造成S1或S2单独开通的时间增加，带来额外的开通损耗，因此延迟时间ΔT应选取一个较合适的中间值。

延迟时间的选取主要与器件开通、关断速度有关。在本例的Buck电路中，采用MOSFET功率开关器件，开关过程时间约在1～50ns(纳秒)，一个 比较理想的延迟时间ΔT在3ns至100ns之间。如果采用更快速GaN HEMT器件，比较理想的延迟时间ΔT在1ns至40ns之间。如果选用慢速的IGBT器件，比较理想的延迟时间ΔT在100ns至10us之间。

当然，由于开关元件开通和关断的过程可能并不完全相同，因此图3中所示时间段t4-t3可以与时间段t2-t1不同。

实施例二

本实施例所描述的功率开关电路为Boost电路。

图6示出了本实施例的Boost电路的电路图。如图6所示，该Boost电路中开关管单元包括第一开关管S1和第二开关管S2。在第一开关管S1所在支路存在串联的寄生电感Ls1；在第二开关管S2所在支路存在串联的寄生电感Ls2。第一开关管S1和第二开关管S2并联连接。该Boost电路还包括续流二极管D、输入电压Vin、输入电容器件Cdc、输入滤波电感Lin、输出负载Load。

在该开关管单元中，第一开关管S1与第二开关管S2并联连接。输入电压Vin与输入滤波电感Lin串联，连接到续流二极管D和开关管单元的中点；输出负载Load与输入电容器件Cdc并联，具有正电压端子和负电压端子；开关管单元连接到负电压端子，续流二极管D连接到正电压端子。

在此实施例中，开关管单元中第一开关管S1、第二开关管S2均为MOSFET，D是二极管，寄生电感Ls1远大于寄生电感Ls2(Ls1至少是Ls2的5倍)。因为寄生电感Ls1比寄生电感Ls2大，如前所述利用第一开关管S1具有较大的寄生电感Ls1，在开通第一开关管S1时具有比第二开关管S2更低的开通损耗；另一方面，因为Ls2比Ls1小，利用第二开关管S2具有较小的寄生电感Ls2，在关断第二开关管S2时具有比第一开关管S1更低的关断损耗。将第一开关管S1(Ls1和S1)与第二开关管S2(Ls2和S2)的开通和关断分离开，可以同时获得较低的开通损耗和关断损耗。

在本实施例中，例如对于Boost电路，若输出电压400V，输出电流即load为4A，开关元件的工作频率为100kHz，则一个比较理想的Ls1值为10到20nH，Ls2值小于2nH。

图6中电路所对应的控制方式同样参考图3。功率开关器件S1和S2的栅极控制信号与上述Buck电路相同，如图3所示，在一个开关周中，t0时 刻S1、S2都处在关断状态，功率开关器件S1在t1时刻先开通，功率开关器件S2在延迟ΔT时间后t2时刻开通；功率开关器件S1在t3时刻先关断，功率开关器件S2在在延迟ΔT时间后t4时刻关断。S2是零电压开通，几乎无损耗，功率开关器件S1开通损耗较小；功率开关器件S1是零电压关断，几乎无损耗，功率开关器件S2关断损耗较小。因此对整个电路可以同时获得较低的开通损耗和关断损耗。相应的延迟时间的选取和考量也基本与前面例子相同。

实施例三

在本实施例中，功率开关电路为一种半桥电路。。

图7示出了本实施例的半桥电路的电路图。如图7所示，该半桥电路包括两个开关管单元，分别为第一开关管单元7-10和第二开关管单元7-20。在此实施例中两个开关管单元的控制时序互补以控制两个开关管单元交替开通和关断。在此实施例中开关管单元中的第一开关管和第二开关管均为IGBT类开关管。

第一开关管单元7-10包括第一开关管S11和第二开关管S12。第一开关管S11反向并联有二极管D11，第一开关管S11所在支路存在与第一开关管S11串联的寄生电感Ls1；第二开关管S12反向并联有二极管D12，第二开关管S2所在支路存在与第二开关管S12串联的寄生电感Ls2。第一开关管S11和第二开关管S12并联连接。

第二开关管单元7-20包括第一开关管S21和第二开关管S22。第一开关管S21反向并联有二极管D21，第一开关管S21所在支路存在与第一开关管S21串联的寄生电感Ls3；第二开关管反向并联有二极管D22，第二开关管S22所在支路存在与第二开关管串联的寄生电感Ls4。第一开关管S21和第二开关管S22并联连接。

该半桥电路还包括直流电容器件Cdc，直流电容器件Cdc具有正电压端子P和负电压端子N，第一开关管单元7-10连接到正电压端子P，第二开关管单元7-20连接到负电压端子N。第一开关管单元7-10和第二开关管单元7-20的中点与ac端连接。

通过控制第一开关管单元7-10和第二开关管单元7-20交替的导通，在ac端口提供交流电压。当第一开关管单元7-10处于导通状态，ac端子为高 电压，当第一开关管单元7-20处于导通状态，ac端子为低电压。

寄生电感Ls1远大于寄生电感Ls2(Ls1至少是Ls2的5倍)，寄生电感Ls4远大于寄生电感Ls3(Ls4至少是Ls3的5倍)。因为Ls1比Ls2大，如前所述利用第一开关管S11所在支路具有较大的寄生电感Ls1，在开通第一开关管S11时具有比第二开关管S12更低的开通损耗；另一方面，因为Ls2比Ls1小，利用第二开关管S12所在支路具有较小的寄生电感Ls2，在关断第二开关管S12时具有比S11更低的关断损耗。将第一开关管与第二开关管的开通和关断分离开，可以同时获得较低的开通损耗和关断损耗。按照相同的理论，可以得到将第二开关管单元7-20的第一开关管S21与第二开关管S22的开通和关断分离开，可以同时获得较低的开通损耗和关断损耗。

在本例的半桥电路中，一个比较理想的寄生电感Ls1(Ls4)值为10nH到50nH，寄生电感Ls2(Ls3)值小于5nH。如图8为图7所示的电路结构相应的控制方法。第一开管单元中第一开关管S11、第二开关管S12和第二开关管单元中第一开关管S21和第二开关管S22对应的栅极控制信号分别是Vg11、Vg12、Vg21和Vg22。如图8所示，在一个开关周期中，S21、S22与S11、S12是互补的信号，S12比S11延迟ΔT(ΔT＝t1-t2)时间开通和关断，并且S22比S21延迟ΔT(ΔT＝t1-t2)时间开通和关断。具体工作如下：在t0时刻S11和S12处于导通状态，S21和S22处于关断状态；S11在t1时刻先关断，S12在t2时刻后关断；S21在t2时刻先开通，S22在t3时刻后开通；S21在t4时刻先关断，S22在t5时刻后关断；S11在t5时刻先开通，S12在t6时刻后开通。因此对整个半桥电路可以同时获得较低的开通损耗和关断损耗。当然，开通及关断的延迟时间可以不同，也即t2-t1与t6-t5不同，t3-t2与t5-t4不同。相应的延迟时间的选取也与前面例子相同。

实施例四

在本实施例中，功率开关电路为一种T型三电平电路。

图9示出了本实施例的T型三电平电路的电路图。如图9所示，该T型三电平电路包括两个开关管单元。每个开关管单元包含的第一开关管和第二开关管均为IGBT开关器件。

第一开关管单元包括第一开关管S11和第二开关管S12。第一开关管S11反并联有二极管D11，第一开关管S11所在支路存在与第一开关管S11串联 的寄生电感Ls1；第二开关管S12反并联有二极管D12，第二开关管S12所在支路存在与第二开关管S12串联支路的寄生电感Ls2。第一开关管S11和第二开关管S12并联连接。

第二开关管单元包括第一开关管S41和第二开关管S42。第一开关管S41反并联有二极管D41，第一开关管S41所在支路存在与第一开关管S41串联的寄生电感Ls4；第二开关管S42反并联有二极管D42，第二开关管S42所在支路存在与第二开关管S42串联的寄生电感Ls5。第一开关管和第二开关管并联连接。

该T型三电平电路还包括直流电容器件Cdc1和Cdc2、中性桥臂开关管S2和与S2并联的二极管D2、S3和与S3并联的二极管D3以及与S2、S3串联的寄生电感Ls3。Cdc1具有正电压端子P和零电压端子O，Cdc2具有负电压端子N和零电压端子O；第一开关管单元连接到正电压端子P，第一开关管单元连接到负电压端子N；第一开关管单元与第二开关管单元的中点与ac端连接；S3并联D3支路与S2并联D2支路串联中性桥臂开关管S3的一端与零端子O和中心桥臂开关管S2的一端与ac端子电性连接。

控制第一开关管单元和第二开关管单元交替的导通，在ac端口提供正、负的交流电压。当第一开关管单元处于导通状态时，ac端子为正电压，当第二开关管单元处于导通状态时，ac端子为负电压。当S2、S3处于导通状态时，ac端子为零电压。

同理，在此实施例中寄生电感Ls1远大于寄生电感Ls2(寄生电感Ls5远大于寄生电感Ls4)。因为Ls1比Ls2大，如前所述利用第一开关管S11所在支路具有较大的寄生电感Ls1，在开通S11时具有比S12更低的开通损耗；另一方面，因为Ls2比Ls1小，利用第二开关管S12所在支路具有较小的寄生电感Ls2，在关断S12时具有比S11更低的关断损耗。将第一开关管单元中的第一开关管与第二开关管的开通和关断分离开，可以同时获得较低的开通损耗和关断损耗。按照相同的理论，可以得到将第二开关管单元中的第一开关管与第二开关管的开通和关断分离开，可以同时获得较低的开通损耗和关断损耗。

在本例的T型三电平电路中，一个比较理想的Ls1(Ls5)值为10nH到50nH，Ls2(Ls4)值小于5nH。Ls1(Ls5)是Ls2(Ls4)的5倍以上。

如图10为图9所示的电路结构相应的控制方法。功率开关器件S11、S12、S2、S3、S41和S42对应的栅极控制信号分别是Vg11、Vg12、Vg2、Vg3、Vg41和Vg42，如图10所示，在输出正电压半周期中，ac端口电压在正和零之间变换，S12比S11延迟(ΔT＝t1-t2)时间开通和关断。具体工作如下：在t0时刻S11、S12、S41和S42处于关断状态，S2、S3处于导通状态；t1时刻S2、S3关断，S11在t1时刻先开通，S12在t2时刻后开通；S11在t3时刻先关断，S12在t4时刻后关断，随后S2、S3开通。在输出负电压的半周期中，ac端口电压在零和负之间变换，S42比S41延迟(ΔT＝t1-t2)时间开通和关断。具体工作过程如下：在t4时刻S11、S12、S41和S42处于关断状态，S2、S3处于导通状态；t5时刻S2、S3关断，S41在t5时刻先开通，S22在t6时刻后开通；S41在t7时刻先关断，S42在t8时刻后关断，随后S2、S3开通。因此对整个三电平电路可以同时获得较低的开通损耗和关断损耗。

同样，该实施例中延迟时间的选取主要与器件开通、关断速度有关。采用MOSFET开关管，开关过程时间约在5～50ns，一个比较理想的延迟时间ΔT在10ns至100ns之间。如果采用更快速GaN HEMT开关管，比较理想的延迟时间ΔT在5ns至40ns之间。如果选用慢速的IGBT开关管，比较理想的延迟时间ΔT在100ns至10us(微秒)之间。

实施例五

本实施例中功率开关电路为一种二极管钳位三电平电路。图11示出了本实施例的二极管钳位三电平电路的电路图。如图11所示，该二极管钳位三电平电路包括两个开关管单元。在此实施例中，开关管单元中第一开关管和第二开关管均为IGBT开关管。

第一开关管单元包括第一开关管和第二开关管。第一开关管S11反并联二极管D11，第一开关管S11所在支路存在与第一开关管S11串联的寄生电感Ls1；第二开关管S12反并联有二极管D12，第二开关管S12所在支路存在与第二开关管S12串联的寄生电感Ls2。第一开关管S11和第二开关管S12并联连接。

第二开关管单元包括第一开关管和第二开关管。第一开关管S41反并联二极管D41，第一开关管S41所在支路存在与第一开关管S41串联的寄生电 感Ls4。第二开关管S42反并联有二极管D42，第二开关管S42所在支路存在与第二开关管S42串联的寄生电感Ls5；第一开关管S41和第二开关管S42并联连接。

该二极管钳位三电平电路还包括直流电容器件Cdc1和Cdc2，中性桥臂开关S2和与S2反并联的二极管D2，S3和与S3反并联的二极管D3，以及D5和D6和与D5、D6串联的寄生电感Ls3。Cdc1具有正电压端子P和零电压端子O，Cdc2具有负电压端子N和零电压端子O；第一开关管单元连接到正电压端子P，第一开关管单元连接到负电压端子N；D5和D6串联两端分别连接第一开关管单元和第二开关管单元，D5和D6的中点连接到零电压端子O，D5和D6至零电压端子O之间存在寄生电感Ls3，S2和S3串联两端分别连接第一开关管单元和第二开关管单元；S2和S3的中点连接到ac端子。

控制第一开关管单元和第二开关管单元交替的导通，在ac端口提供正、负的交流电压。当第一开关管单元导通时，ac端子为正电压，当第二开关管单元导通时，ac端子为负电压。当S2和D5导通或者S3与D6导通时，ac端子为零电压。

在此实施例中，Ls1远大于Ls2(Ls1至少是Ls2的5倍)，Ls5远大于Ls4(Ls5至少是Ls4的5倍)。因为Ls1比Ls2大，如前所述利用功率开关器件S11所在支路具有较大的寄生电感Ls1，则在开通S11时具有比S12更低的开通损耗；另一方面，因为Ls2比Ls1小，利用功率开关器件S12所在支路具有较小的寄生电感Ls2，则在关断S12时具有比S11更低的关断损耗。将第一开关管单元的第一开关管与第二开关管的开通和关断分离开，可以同时获得较低的开通损耗和关断损耗。按照相同的理论，可以得到将第二开关管单元的第一开关管(Ls4和S42)与第二开关管(Ls5和S41)的开通和关断分离开，可以同时获得较低的开通损耗和关断损耗。

在本例的二极管钳位三电平电路中，一个比较理想的Ls1(Ls5)值为10nH到50nH，Ls2(Ls4)值小于5nH。如图12为图11所示的电路结构相应的控制方法。第一开关管单元和第二开关管单元中开关管S11、S12、S2、S3、S41和S42对应的栅极控制信号分别是Vg11、Vg12、Vg2、Vg3、Vg41和Vg42，如图12所示，在输出正电压半周期中，ac端口电压在正和零之间变 换，S12比S11延迟(ΔT＝t1-t2)时间开通和关断。具体工作如下：在t0时刻S11、S12、S41和S42处于关断状态，S2、S3处于导通状态；t1时刻S3关断，S11在t1时刻先开通，S12在t2时刻后开通；S11在t3时刻先关断，S12在t4时刻后关断，随后S3开通。在输出负电压的半周期中，ac端口电压在零和负之间变换，S42比S41延迟(ΔT＝t1-t2)时间开通和关断。具体工作如下：在t4时刻S11、S12、S41和S42处于关断状态，S2、S3处于导通状态；t5时刻S2关断，S41在t5时刻先开通，S22在t6时刻后开通；S41在t7时刻先关断，S42在t8时刻后关断，随后S2开通。因此对整个半桥电路可以同时获得较低的开通损耗和关断损耗。说明各延迟时间间的关系。

开关管单元中开关管之间的延迟时间的选取主要与器件开通、关断速度有关。采用MOSFET功率开关器件，开关过程时间约在5～50ns，一个比较理想的延迟时间ΔT在10ns至100ns之间。如果采用更快速GaN HEMT器件，比较理想的延迟时间ΔT在5ns至40ns之间。如果选用慢速的IGBT器件，比较理想的延迟时间ΔT在100ns至10us之间。

前述实施例一至实施例五描述了五种不同的功率开关电路。然而这些功率开关电路中开关管单元中第一开关管所在支路的寄生电感较大，会面临着第一开关管关断时的尖峰电压的问题。

为解决这一问题，可以在开关管两端并接一电压钳位电路以降低开关管单元中寄生电感较大的支路中的开关管两端的尖峰电压。以图4所示的buck电路为例，与第一开关管S1串联的寄生电感Ls1值较大，因此关断时容易在第一开关管S1上产生较高的电压尖峰。

一种解决此问题的方法是在第一开关管S1两端并联RCD钳位电路，如图13所示。其中D1是钳位二极管，C1是钳位电容，R1是泄放电阻，其余部分与图4所示Buck电路部分一致，不再赘述。

钳位二极管D1的阳极与第一开关管S1的一端连接，钳位电容C1的一端与第一开关管S1的另一端连接，钳位二极管D1与钳位电容C1串联，泄放电阻R1与钳位电容C1并联。当第一开关管S1两端电压产生较高电压尖峰，超过钳位电容C1电压时，钳位二极管D1续流钳位住第一开关管S1两端电压；钳位时充入钳位电容C1的能量通过R1泄放。

另一种解决开关管单元中寄生电感较大支路中开关管两端尖峰电压的方 法是在较大寄生电感所在支路第一开关管S1的一端接入钳位二极管，如图14所示。其中D1是钳位二极管，其余部分与图4所示Buck电路部分一致，不再赘述。

钳位二极管D1的阳极与第一开关管S1的漏极一端连接，钳位二极管D1的阴极与Cdc电容的正端连接。当S1漏极端电位超过Cdc电压时，钳位二极管D1续流钳位住功率开关器件S1的漏极电位。

上述两种钳位电路也适用于Boost、半桥、T型三电平和二极管钳位三电平电路，此处不再赘述。

虽然在以上实施例中例举的开关管单元中仅包括两个并联连接的开关管，但从以上开关管单元的工作原理可知，实际开关管单元也可以包含两个以上并联连接的开关管，只要满足其中一部分开关管所在支路的寄生电感与另一部分开关端所在支路寄生电感相差较为明显，例如以上例举的5倍以上，即可。控制较大寄生电感所在支路开关管先开通和先关断，而控制较小寄生电感所在支路的开关管后开通和后关断而实现对应开关管单元的控制即可降低整个功率开关电路的损耗。此类开关管单元的应用也利于设计者选购数个额定电流较小的开关管去构成额定电流较大的开关管单元，从而一定程度也利于降低整个功率开关电路的成本。

注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术的原理。本领域技术人员应当理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求决定。