一种采用交叠双电源供电的两级逆变器的制作方法

本发明涉及将直流电转换成交流电的电力电子设备——逆变器。

背景技术：

逆变器是一种将直流电转换成交流电的电子装置，比如太阳电池阵列发出的直流电必须被转换成交流电才能送入电网中，或不间断电源将蓄电池发出的直流电转换成交流电临时为负载供电。

通常逆变器的直流输入电压会有一定范围的变化。比如太阳电池阵列的最大功率点电压会随温度和光照有很大变化，一般光伏逆变器设计成允许太阳电池阵列最大功率点电压的最高值和最低值相差1.8倍以上。单级逆变器为了能在最低直流输入电压下正常工作，只能采取低输出电压大输出电流的方案，这使逆变器的成本和损耗都增加。即使如此，目前非直接并网型的光伏逆变器产品还是以单级逆变器占绝大多数，这是因为，两级逆变器由于升压减小电流所带来的好处，不足以弥补前级升压器的成本和损耗。现有两级逆变器产品，多是因为输入电压不适于直接逆变而采用两级方案的。

现有的两级逆变器技术方案，没有利用前后级电路之间更多可能的联系，没有很好地利用前级电路减少后级电路的损耗。比如，现有后级采用三电平逆变电路的逆变器，仅靠两个电容分压获得直流侧中间电平输入端，并尽量维持分压电容的充放电平衡。这使得后级三电平逆变方案带来的好处很有限，仍不足以弥补增加前级升压器的成本和损耗。

现有的后级逆变电路采用三电平逆变电路的两级逆变器技术方案，总是设法维持中点电平的平衡，其主要原因是怕丢掉三电平逆变电路的一个重要优点：所用功率管的耐压值只需两电平逆变电路所用的一半。但在某些应用场合，舍弃这个优点以便换取更多其它的好处是更好的选择。

另一方面，现有产品前级升压电路采用boost升压器，这种电路升压的代价很大，比如升压一倍的情况，boost升压器中的功率管和电感器流过的电流是boost升压器输出电流的两倍，开关管开关前后其上电压的变化幅度为boost升压器输入电压的两倍。这种情况下，两级逆变器中仅前级boost升压器的开关损耗甚至比单级两电平三相逆变电路的开关损耗还大。

发明人已提交的申请号为201410372122.3、名称为一种四线输出变换器及由四线输出变换器组成的逆变器的专利申请中，使用了交叠双电源供电的前级变换器，比boost升压器类型的前级电路具有明显优势，但它没有调节中间电平线的电压的部件，其后级三相逆变电路施加在输出滤波电抗器上的电压仍大，使得输出滤波电抗器的成本和损耗不能大幅降低。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题在于提供一种采用交叠双电源供电的两级逆变器，以解决现有技术存在的问题。

为解决上述技术问题，本发明采用以下技术方案：

一种采用交叠双电源供电的两级逆变器，它由依次连接的前级变换电路、后级逆变电路和输出滤波器F构成，后级逆变电路是三输入后级逆变电路B1，所述三输入后级逆变电路B1是具有三个直流侧输入端的三电平三相逆变电路；前级变换电路通过后级逆变电路直流侧的高电平线P、中间电平线M、低电平线N为后级逆变电路直流侧供电，后级逆变电路的三个输出端分别连接输出滤波器F的三个输入端；所述前级变换电路，由第一直流电源E1和第二直流电源E2供电，包括第一电容C1、第二电容C2、第一前级电路A1、第二前级电路A2，其中：

第一直流电源E1与第一电容C1并联，第二直流电源E2与第二电容C2并联；第一直流电源E1的正极与第一前级电路A1的第一接入端、高电平线P连接，第一直流电源E1的负极与第一前级电路A1的第二接入端E1n连接；第二直流电源E2的正极与第一前级电路A1的第三接入端E2p连接，第二直流电源E2的负极与第一前级电路A1的第四接入端、低电平线N连接。

第一前级电路A1是将第一直流电源E1和第二直流电源E2的电能变换后经高电平线P和低电平线N输出可调电流给后级逆变电路的开关模式变换器；第一前级电路A1通过其第一接入端连接高电平线P，通过其第四接入端连接低电平线N。

第二前级电路A2是为中间电平线M提供可调双向电流的开关模式变换器；第二前级电路A2，与高电平线P或/和第一前级电路A1的第三接入端E2p相连，与低电平线N或/和第一前级电路A1的第二接入端E1n相连；中间电平线M连接第二前级电路A2的输出端。

第一前级电路A1至少提供第一电感放电通路和第二电感放电通路，或者至少提供一个双效电感充电通路；其中，第一电感放电通路是从低电平线N到第一前级电路A1的第二接入端E1n的电感放电通路，它形成从低电平线N到第一前级电路A1的第二接入端E1n的电流，使第一直流电源E1能通过高电平线P和低电平线N释放电能；第二电感放电通路是从第一前级电路A1的第三接入端E2p到高电平线P的电感放电通路，它形成从第一前级电路A1的第三接入端E2p到高电平线P的电流，使第二直流电源E2能通过高电平线P和低电平线N释放电能；双效电感充电通路是指从第一前级电路A1的第三接入端E2p到第一前级电路A1的第二接入端E1n的电感充电通路，它形成从第一前级电路A1的第三接入端E2p到第一前级电路A1的第二接入端E1n的电流，使得第一直流电源E1和第二直流电源E2能通过高电平线P和低电平线N释放电能。

第一前级电路A1具有第一电感放电通路、第二电感放电通路、第一电感充电通路、第二电感充电通路，第一电感充电通路和第二电感充电通路构成所述双效电感充电通路；第一前级电路A1的电路由第一电感L1、第二电感L2、第一开关管T1，第二开关管T2、第一二极管D1、第二二极管D2组成；其中，第一电感L1的第一端连接第一前级电路A1的第二接入端E1n，第一电感L1的第二端连接第一二极管D1的负极、第一开关管T1的第二端，第一二极管D1的正极连接低电平线N，第一开关管T1的第一端连接第一前级电路A1的第三接入端E2p；第二电感L2的第一端连接第一前级电路A1的第三接入端E2p，第二电感L2的第二端连接第二二极管D2的正极和第二开关管T2的第一端，第二二极管D2的负极连接高电平线P，第二开关管T2的第二端连接第一前级电路A1的第二接入端E1n；由第一电感L1和第一二极管D1串联构成第一电感放电通路，由第二电感L2和第二二极管D2串联构成第二电感放电通路，由第一电感L1和第一开关管T1串联构成第一电感充电通路，由第二电感L2和第二开关管T2串联构成第二电感充电通路。

第二前级电路A2是半桥式逆变电路，由第三开关管T3和第四开关管T4构成半桥，半桥中点连接第三电感L3的第一端，第三电感L3的第二端连接中间电平线M，半桥正端连接第一前级电路A1的第三接入端E2p，半桥负端连接第一前级电路A1的第二接入端E1n。

第二前级电路A2是半桥式逆变电路，由第五开关管T5和第六开关管T6构成半桥，半桥中点连接第四电感L4的第一端，第四电感L4的第二端连接中间电平线M，半桥正端连接高电平线P，半桥负端连接低电平线N。

第二前级电路A2由一个以第一前级电路A1的第三接入端E2p为输入端、中间电平线M为输出端、低电平线N为公共端的Buck变换器和一个以第一前级电路A1的第二接入端E1n为输入端、中间电平线M为输出端、高电平线P为公共端的负向Buck变换器构成；其中，第一前级电路A1的第三接入端E2p连接第七开关管T7的第一端，第七开关管T7的第二端连接第七电感L7的第一端和第七二极管D7的负极，第七二极管D7的正极接低电平线N，第七电感L7的第二端接中间电平线M；第一前级电路A1的第二接入端E1n连接第八开关管T8的第二端，第八开关管T8的第一端连接第八电感L8的第一端和第八二极管D8的正极，第八二极管D8的负极接高电平线P，第八电感L8的第二端接中间电平线M。

输出滤波器F采用L型三相滤波器或LC型三相滤波器或LCL型三相滤波器。

一种采用交叠双电源供电的两级逆变器，它由依次连接的前级变换电路、后级逆变电路和输出滤波器F构成，后级逆变电路是三输入后级逆变电路B1，所述三输入后级逆变电路B1是具有三个直流侧输入端的三电平三相逆变电路；前级变换电路通过后级逆变电路直流侧的高电平线P、中间电平线M、低电平线N为后级逆变电路直流侧供电，后级逆变电路的三个输出端分别连接输出滤波器F的三个输入端；所述前级变换电路，由第一直流电源E1和第二直流电源E2供电，包括第一电容C1、第二电容C2、第一前级电路A1、第二前级电路A2，其中：

第一直流电源E1与第一电容C1并联，第二直流电源E2与第二电容C2并联；第一直流电源E1的正极与第一前级电路A1的第一接入端、高电平线P连接，第一直流电源E1的负极与第一前级电路A1的第二接入端E1n连接；第二直流电源E2的正极与第一前级电路A1的第三接入端E2p连接，第二直流电源E2的负极与第一前级电路A1的第四接入端、低电平线N连接。

第一前级电路A1是将第一直流电源E1和第二直流电源E2的电能变换后经高电平线P和低电平线N输出可调电流给后级逆变电路的开关模式变换器；第一前级电路A1通过其第一接入端连接高电平线P，通过其第四接入端连接低电平线N。

第二前级电路A2是为中间电平线M提供可调双向电流的开关模式变换器；第二前级电路A2，与高电平线P或/和第一前级电路A1的第三接入端E2p相连，与低电平线N或/和第一前级电路A1的第二接入端E1n相连；中间电平线M连接第二前级电路A2的输出端。

设三相负载瞬时电压处于最高的一相为H相，瞬时电压处于最低的一相为L相，瞬时电压处于中间的相为M相，VPN是高电平线P与低电平线N的电压差，所述采用交叠双电源供电的两级逆变器在一个工频周期的至少50%的时间采用下述工作方式中的至少一种：

（1）第一工作方式：通过第二前级电路A2调节中间电平线M的电压，如果三输入后级逆变电路B1中H相或输出电流为正的M相的开关管有开关动作，就使中间电平线M的电压偏向高电平线P，如果三输入后级逆变电路B1中L相或输出电流为负的M相的开关管有开关动作，就使中间电平线M的电压偏向低电平线N；

（2）第二工作方式：通过第二前级电路A2调节中间电平线M的电压，同时第一前级电路A1调节输出电流进而改变高电平线P与低电平线N的电压差VPN，使得输出滤波器F中各相的电感器件两端的电压差小于VPN/10；

（3）第三工作方式：通过第二前级电路A2调节中间电平线M的电压，同时第一前级电路A1调节输出电流进而改变VPN，使得三输入后级逆变电路B1中开关管的开关频率低至零。

本发明的有益效果：

（1）所用交叠双电源供电的前级电路既适于为后级创造好的工作条件，成本和损耗又低。交叠双电源供电的新型变换器作为前级电路，非常适合为后级三电平直流侧提供电流，新增的为中间电平线提供电流的电路，能很好利用交叠双电源的条件，可以分担第一前级电路的功率，几乎不增加前级电路的总损耗，这样就用很小的代价获得了为后级创造好的工作条件的目的。此外，交叠双电源供电的第一前级电路本身相比boost升压器类型的前级电路具有明显优势，成本和损耗均很低。普通两级逆变器由于升压减小电流所带来的好处仍然保留。

（2）可以大幅降低后级逆变电路的开关损耗及大幅降低输出滤波器的成本和损耗。前级电路为后级逆变电路直流侧的中间电平线提供电流而不是像现有三电平逆变电路靠后级电路维持中间电平线的电流平衡，前级电路可以调节中间电平线的电压，第一前级电路还可调节后级逆变电路直流侧的高电平线和低电平线的电压差，使后级逆变电路中开关管开关前后其上电压的变化幅度减小或/和减小后级逆变电路中开关管的开关频率。进一步，可使得部分时间内后级逆变电路中所有开关管都不开关动作，相应地，后级三相逆变电路后接的三相输出滤波器上所施加的电压近于零。开关管开关前后其上电压的变化幅度减小或不开关动作，这使得三相输出滤波器只需不大的电感值，其成本和损耗可大大下降，同时后级逆变电路的开关损耗也大幅下降。和单级逆变器相比，所减少的成本和损耗能够弥补增加前级电路带来的成本和损耗，这使得两级逆变器在成本和效率方面可以和单级逆变器竞争；和现有两级逆变器中后级采用的普通三电平逆变电路相比，可节省输出滤波器成本，损耗也显著降低。

（3）具有减小漏电流的效果。在逆变器工作时，由于后级逆变电路中开关管的高频开关，三相交流输出线和直流电源电极的电压差会有高频波动，它可能会引发超标的漏电流。本发明提供的逆变器电路，后级逆变电路中开关管开关前后其上电压的变化幅度小，有时还可以不开关，因而可减小漏电流。

附图说明

图1是现有两级逆变器的电路原理图。

图2是申请号为201410372122.3的专利申请提供的两级逆变器结构图。

图3是本发明的交叠双电源供电的具有中间电平线的两级逆变器结构图。

图4是本发明的第一前级电路A1的一种实现电路原理图。

图5是本发明的第一前级电路A1的另一种实现电路原理图。

图6是本发明的第二前级电路A2的实现电路原理图之一。

图7是本发明的第二前级电路A2的实现电路原理图之二。

图8是本发明的第二前级电路A2的实现电路原理图之三。

图9是本发明的第二前级电路A2的实现方式原理图之四。

图10是本发明的三输入后级逆变电路B1的实现方式之一：T型三电平三相逆变电路原理图。

图11是本发明的三输入后级逆变电路B1的实现方式之二：NPC型三电平三相逆变电路原理图。

图12是本发明实施例的主拓扑电路原理图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。

实施例1：

参见图3和图12，本实施例的一种采用交叠双电源供电的两级逆变器，由依次连接的前级变换电路、后级逆变电路和输出滤波器F构成。

后级逆变电路是三输入后级逆变电路B1，三输入后级逆变电路B1的直流侧连接线有高电平线P、中间电平线M和低电平线N，前级变换电路通过后级逆变电路直流侧的高电平线P、中间电平线M、低电平线N为后级逆变电路直流侧供电，后级逆变电路的三个输出端分别连接输出滤波器F的三个输入端，三输入后级逆变电路B1的三个输出端是：B1-a端、B1-b端、B1-c端。

输出滤波器F可以采用L型三相滤波器或LC型三相滤波器或LCL型三相滤波器。

三输入后级逆变电路B1是直流侧具有三个输入端的三电平三相逆变电路。普通三电平三相逆变电路的中间电平线或不引出，靠三电平三相逆变电路自身维持中间电平线的电流平衡，或中间电平线直接引出到由两个直流电源串联供电的串联点上。三输入后级逆变电路B1和中间电平线引出的普通三电平三相逆变电路的结构相同。

前级变换电路，由第一直流电源E1和第二直流电源E2供电，包括第一电容C1、第二电容C2、第一前级电路A1、第二前级电路A2，其中：

第一直流电源E1与第一电容C1并联，第二直流电源E2与第二电容C2并联；第一直流电源E1的正极与第一前级电路A1的第一接入端、高电平线P连接，第一直流电源E1的负极与第一前级电路A1的第二接入端E1n连接；第二直流电源E2的正极与第一前级电路A1的第三接入端E2p连接，第二直流电源E2的负极与第一前级电路A1的第四接入端、低电平线N连接；

第一前级电路A1是将第一直流电源E1和第二直流电源E2的电能变换后经高电平线P和低电平线N输出可调电流给后级逆变电路的开关模式变换器；第一前级电路A1，通过其第一接入端与高电平线P相连，通过其第四接入端与低电平线N相连；第一前级电路A1至少提供第一电感放电通路和第二电感放电通路，或者至少提供一个双效电感充电通路；其中，第一电感放电通路是从低电平线N到第一前级电路A1的第二接入端E1n的电感放电通路，它形成从低电平线N到第二接入端E1n的电流，使第一直流电源E1能通过高电平线P和低电平线N释放电能；第二电感放电通路是从第一前级电路A1的第三接入端E2p到高电平线P的电感放电通路，它形成从第一前级电路A1的第三接入端E2p到高电平线P的电流，使第二直流电源E2能通过高电平线P和低电平线N释放电能；双效电感充电通路是指从第一前级电路A1的第三接入端E2p到第一前级电路A1的第二接入端E1n的电感充电通路，它形成从第一前级电路A1的第三接入端E2p到第一前级电路A1的第二接入端E1n的电流，不仅给电感充电，还使得第一直流电源E1和第二直流电源E2能通过高电平线P和低电平线N释放电能，具有双重效果。

第一直流电源E1和第二直流电源E2不能直接通过高电平线P和低电平线N释放电能，要靠第一前级电路A1提供电感充电或/和放电通路通过高电平线P和低电平线N释放电能。第一前级电路A1作为开关模式的变换器，其中必然含有电感充电通路和电感放电通路，开关模式变换器的工作过程就是利用开关管的通和断，交替接通电感充电通路和电感放电通路。选取不同的电感充电通路和电感放电通路，就可得到不同的第一前级电路A1。由于可选择的连接点有高电平线P、第二接入端E1n、第三接入端E2p、低电平线N、中间电平线等多个，还可以用电容产生新的连接点，此外，构成电感充/放电通路的形式也有所不同，因此，第一前级电路A1的实现电路可以非常多。不排除今后出现有创造性的第一前级电路A1的实现形式，但它在应用于本发明提供的逆变器电路的时候，仅是在本发明基础上的局部创新。用非创造性的方法可以获得第一前级电路A1的实现电路的很多变形，比如在每种电路的基础上可加入各种现有软开关辅助电路构成软开关模式的电路，还可采用多套小电流电路并联模式，并联模式有减少电流纹波等优点。

基本的开关模式变换器中的电感充电通路由一个电感和一个开关管串联构成，该电感的放电通路由该电感和一个二极管串联构成。但也可以有其它形式，比如电感放电通路由一个电感和一个MOSFET串联构成，有降低导通压降的作用。有些变换器的电感充/放电通路由两个开关管或/和二极管和电感串联构成，比如buck变换器后接boost变换器且共用电感构成的升-降压变换器，又比如某些软开关模式的变换器。

第二前级电路A2，与高电平线P或/和第一前级电路A1的第三接入端E2p相连，与低电平线N或/和第一前级电路A1的第二接入端E1n相连；中间电平线M连接第二前级电路A2的输出端。第二前级电路A2的电流输入点和续流提供点的选择有多个，因此有多种实现电路。

图4是第一前级电路A1的一种具体实现电路，它由第一电感L1、第二电感L2、第一开关管T1，第二开关管T2、第一二极管D1、第二二极管D2组成，其中第一电感L1的第一端连接第一前级电路A1的第二接入端E1n，第一电感L1的第二端连接第一二极管D1的负极和第一开关管T1的第二端，第一二极管D1的正极连接低电平线N，第一开关管T1的第一端连接第一前级电路A1的第三接入端E2p；第二电感L2的第一端连接第一前级电路A1的第三接入端E2p，第二电感L2的第二端连接第二二极管D2的正极和第二开关管T2的第一端，第二二极管D2的负极连接高电平线P，第二开关管T2的第二端连接第一前级电路A1的第二接入端E1n。

图4实现的第一前级电路A1，具有第一电感放电通路、第二电感放电通路、第一电感充电通路、第二电感充电通路，由第一电感L1和第一二极管D1串联构成第一电感放电通路，由第二电感L2和第二二极管D2串联构成第二电感放电通路，由第一电感L1和第一开关管T1串联构成第一电感充电通路，由第二电感L2和第二开关管T2串联构成第二电感充电通路。这样，电感充电和放电的时候都能形成两个直流电源通过高电平线P和低电平线N释放电能的通路，且有两个双效电感充电通路分担电流，因此该电路性能很好。

如图5所示的第一前级电路A1，选择了第二直流电源E2的正极到负极为电感充电通路，就形成了普通的boost升压变换器。还选择了第一直流电源E1的正极到负极为另一电感充电通路，就形成了普通的负向boost升压变换器。由于该电路中的电感充电通路不是双效电感充电通路，即电感充电时直流电源不能通过高电平线P和低电平线N释放电能，直流电源只能在电感放电时通过高电平线P和低电平线N释放电能，因此，boost升压变换器性能不佳。

如图6所示是第二前级电路A2的一种实现电路之一，为半桥式逆变电路，由第五开关管T5和第六开关管T6构成半桥，半桥中点连接第四电感L4的第一端，第四电感L4的第二端连接中间电平线M，半桥正端连接高电平线P，半桥负端连接低电平线N。这个电路的优点是中间电平线M电压的可调范围大，达到从低电平线N到高电平线P。

如图7所示是第二前级电路A2的一种实现电路之二，为半桥式逆变电路，由第三开关管T3和第四开关管T4构成半桥，半桥中点连接第三电感L3的第一端，第三电感L3的第二端连接中间电平线M，半桥正端连接第一前级电路A1的第三接入端E2p，半桥负端连接第一前级电路A1的第二接入端E1n。该电路的优点是直接从第二直流电源E2、第一直流电源E1获取电能提供给中间电平线M，因此可以降低第一前级电路A1的工作功率。

如图8所示是第二前级电路A2的一种实现电路之三，由一个以第一前级电路A1的第三接入端E2p为输入端、中间电平线M为输出端、低电平线N为公共端的Buck变换器和一个以第一前级电路A1的第二接入端E1n为输入端、中间电平线M为输出端、高电平线P为公共端的负向Buck变换器构成，其中：第一前级电路A1的第三接入端E2p连接第七开关管T7的第一端，第七开关管T7的第二端连接第七电感L7的第一端和第七二极管D7的负极，第七二极管D7的正极接低电平线N，第七电感L7的第二端接中间电平线M；第一前级电路A1的第二接入端E1n连接第八开关管T8的第二端，第八开关管T8的第一端连接第八电感L8的第一端和第八二极管D8的正极，第八二极管D8的负极接高电平线P，第八电感L8的第二端接中间电平线M。该电路的优点是直接从第二直流电源E2、第一直流电源E1获取电能提供给中间电平线M，因此可以降低第一前级电路A1的工作功率。

如图9所示是第二前级电路A2的一种实现电路之四，它是一个具有两个中间电平输入端的三电平单相逆变电路。

图10所示为三输入后级逆变电路B1的一种实现形式，它和普通T型三电平三相逆变电路的结构相同，但连接中间电平线M的电容容量比较小，否则难以快速调节中间电平线M的电压。

图11所示为三电平三相后级逆变电路B1的另一种实现形式，它和普通NPC型三电平三相逆变电路的结构相同，但连接中间电平线M的电容容量比较小，否则难以快速调节中间电平线M的电压。

实施例2：

参见图3和图12，本实施例的电路结构部分和实施例1相同。

本实施例的工作方式特征如下：

设三相负载瞬时电压处于最高的一相为H相，瞬时电压处于最低的一相为L相，瞬时电压处于中间的相为M相。设V_PN是高电平线P与低电平线N的电压差，本实施例在一个工频周期的至少50%的时间采用下述工作方式中的至少一种：

（1）通过第二前级电路A2调节中间电平线M的电压，如果三输入后级逆变电路B1中H相或输出电流为正的M相的开关管有开关动作，就使中间电平线M的电压偏向高电平线P，即高电平线P和中间电平线M的电压差V_PM<V_PN/2，事实上，为尽量减少损耗，中间电平线M的电压应尽量偏向高电平线P，这样就使后级逆变电路中开关管的开关幅度（指一个开关管开关前后该开关管上电压变化幅度）尽量小，从而降低后级逆变电路的损耗，此时，三输入后级逆变电路B1中L相的开关管不应有开关动作，否则开关幅度反而大。中间电平线M的电压也不宜过高迫使M相开关管在中间电平线M和低电平线N之间切换，开关幅度反而大；如果三输入后级逆变电路B1中L相或输出电流为负的M相的开关管有开关动作，就使中间电平线M的电压偏向低电平线N，即中间电平线M和低电平线N的电压差V_MN<V_PN/2。记本工作方式为第一工作方式；

（2）通过第二前级电路A2调节中间电平线M的电压，同时第一前级电路A1调节输出电流进而改变高电平线P与低电平线N的电压差V_PN，使得输出滤波器F中各相的电感器件两端的电压差小于V_PN/10，这样在使用相同输出滤波器F的条件下，相比普通三电平三相逆变电路，开关频率可降至一半或电感器磁通变化幅度小一半。当然使输出滤波器F中电感器件两端的电压差更低，就能使后级逆变电路中开关管的开关频率更低或/且输出滤波器F中电感器磁通变化幅度更低，损耗也更低。记本工作方式为第二工作方式；

（3）通过第二前级电路A2调节中间电平线M的电压，同时第一前级电路A1调节输出电流进而改变V_PN，使得输出滤波器F中各相的电感器件两端的电压差为适当的小值，从而使后级逆变电路中开关管的开关频率低至零。这时，三输入后级逆变电路B1中：M相的开关管始终接通M相的输出端与中间电平线M，H相的开关管始终接通H相的输出端与高电平线P，L相的开关管始终接通L相的输出端与低电平线N。记本工作方式为第三工作方式。

开关模式变换器靠高频电子开关维持其中电感器件的伏秒平衡，但如果电感器件两端的电压差很小，则可以降低开关管的开关频率或降低电感器磁通变化幅度，相应地可以降低损耗。对于三相逆变的情况，如果通过前级电路调节后级逆变电路的直流侧输入端的电压，使得三相输出滤波器中的电感器件两端的电压差很小，则可以降低三相逆变电路中开关管的开关频率或降低电感器磁通变化幅度，相应地可以降低损耗；如果三相输出滤波器中的电感器件两端的电压差很小且恰好等于改变每相电感器电流所需的电压差，就不必进行维持伏秒平衡的开关，在一段时间内三输入后级逆变电路中的开关管均不动作，此时后级逆变电路没有开关损耗和高频磁损耗。记上述恰好改变每相电感器电流所需的电压差为引导电压。

V_PN的可调范围会受到直流电源电压的限制。比如采取图4方案的第一前级电路A1的输出电压V_PN不能低于第一直流电源E1的电压及第二直流电源E2的电压的高者，在直流电源电压较高时，则全部时间或部分时间V_PN不能低到第三工作方式和第二工作方式所要求的值，此时可选择第一工作方式。

在直流电源电压较高，或输出功率因数不为1时，会有少部分时间第一工作方式的条件也不能满足，但大部分时间中适宜工作于第一工作方式，因此以50%的时间为指标。

此外，在要求低失真正弦输出时，采用第三工作方式的控制难度比较大，为降低控制难度，也可考虑选择第二工作方式。

采用第三工作方式时后级逆变电路没有开关损耗和高频磁损耗，但如果要求全部时间采用第三工作方式，则第一直流电源E1及第二直流电源E2的电压允许变化范围会比较小，且第二前级电路A2及三输入后级逆变电路B1必须用比本发明图示的实现电路更复杂的电路实现，这样会得不偿失，因此选择仅部分时间段采用第三工作方式比较好。

下面以有具体数值的例子进一步说明本实施例的工作方式：

设逆变器输出线电压380V三相交流电，第一直流电源E1及第二直流电源E2的电压均为400V。以低电平线N为电压零点。设M相输出电流为正，当负载H相与M相的电压差+第一引导电压<90V时，第二前级电路A2调整中间电平线M的电压使中间电平线M电压为390V，第一前级电路A1调整输出电压V_PN=480V，则V_PM=90V，三输入后级逆变电路B1中M相和H相的开关管在高电平线P和中间电平线M之间开关，开关幅度为V_PM=90V，L相开关管保持导通不开关，此为第一工作方式；当负载H相与M相的电压差+第一引导电压>90V时，第一前级电路A1和第二前级电路A2使V_PM= H相与M相的电压差+第一引导电压，且使V_PN= H相与L相的电压差+第二引导电压，可进入第三工作方式，后级电路的开关管均不开关动作。上述第一引导电压和第二引导电压是不同相的引导电压。M相输出电流为负时情况相似。可见，除少部分时间后级电路中开关管的开关幅度为90V，大部分时间开关管不动作，后级电路的开关损耗和磁损耗可降得非常低。