返驰式电源转换器的制作方法

本发明是有关于一种电源转换的技术，特别是有关于一种返驰式电源转换器。

背景技术：

在习知的技术中，具有主动箝制功能的返驰式电源转换器能在重载与满载的情况下提供很高的转换效率，然而当这种返驰式电源转换器操作在轻载与半载的情况下，其转换效率就会明显降低。

因此，开发出一种不论在上述哪种负载状态下，皆能提供高转换效率的返驰式电源转换器，便是各家电源转换器设计商或制造商所积极追求的目标。

技术实现要素：

本发明提供一种返驰式电源转换器，其包括有变压器、第一电容、稳压电路、第一开关、第一二极管、第二开关、第二二极管及控制电路。变压器具有一次侧线圈，此一次侧线圈具有第一端以及第二端，且第一端耦接直流电源。第一电容具有第三端以及第四端，且第三端耦接直流电源。稳压电路具有第五端与第六端，且第五端耦接第三端，而第六端耦接第四端。当第六端的电压大于第五端的电压一预设电压时，稳压电路便提供由第六端至第五端的泄流路径。第一开关具有第七端、第八端与第一控制端，且第七端耦接第二端，第八端耦接参考电位，而第一控制端用以接收第一脉宽调变讯号。第一二极管的阳极耦接参考电位，第一二极管的阴极耦接第二端。第二开关具有第九端、第十端与第二控制端，且第九端耦接第四端，第十端耦接第二端，而第二控制端用以接收第二脉宽调变讯号。第二二极管的阳极耦接第二端，第二二极管的阴极耦接第四端。至于控制电路，其用以提供上述的第一脉宽调变讯号与第二脉宽调变讯号。

上述实施例中的稳压电路包括有稽纳二极管及第三二极管。稽纳二极管的阳极耦接第三端，且稽纳二极管的崩溃电压用以作为预设电压。第三二极管的阳极耦接第四端，而第三二极管的阴极耦接稽纳二极管的阴极。

上述实施例中的稳压电路包括有第三二极管及稽纳二极管。第三二极管的阴极耦接第三端。稽纳二极管的阴极耦接第四端。稽纳二极管的阳极耦接第三二极管的阳极，且稽纳二极管的崩溃电压用以作为预设电压。

本发明又提出一种返驰式电源转换器，其包括有变压器、第一电容、稳压电路、第一开关、第一二极管、第二开关、第二二极管以及控制电路。变压器具有一次侧线圈，此一次侧线圈具有第一端以及第二端，且第一端耦接直流电源。第一电容具有第三端以及第四端，且第三端耦接直流电源。稳压电路具有第五端与第六端，且第五端耦接第一端，第六端耦接第二端。当第六端的电压大于第五端的电压一预设电压时，稳压电路便提供由第六端至第五端的泄流路径。第一开关具有第七端、第八端与第一控制端，且第七端耦接第二端，第八端耦接参考电位，而第一控制端用以接收第一脉宽调变讯号。第一二极管的阳极耦接参考电位，而第一二极管的阴极耦接第二端。第二开关具有第九端、第十端与第二控制端，且第九端耦接第四端，第十端耦接第二端，而第二控制端用以接收第二脉宽调变讯号。第二二极管的阳极耦接第二端，而第二二极管的阴极耦接第四端。至于控制电路，其用以提供上述的第一脉宽调变讯号与第二脉宽调变讯号。

上述实施例中的稳压电路包括有稽纳二极管及第三二极管。稽纳二极管的阳极耦接第一端，且稽纳二极管的崩溃电压用以作为预设电压。第三二极管的阳极耦接第二端，而第三二极管的阴极耦接稽纳二极管的阴极。

上述实施例中的稳压电路包括有第三二极管及稽纳二极管。第三二极管的阴极耦接第一端。稽纳二极管的阴极耦接第二端， 稽纳二极管的阳极耦接第三二极管的阳极，且稽纳二极管的崩溃电压用以作为预设电压。

本发明解决前述问题的方式，乃是藉由上述各组件来构成一返驰式电源转换器，并使返驰式电源转换器依据不同的负载状态来分别调整第一脉宽调变讯号与第二脉宽调变讯号的责任周期，以控制第一开关与第二开关的导通状态，进而使得操作在重载或满载的情况下的返驰式电源转换器能利用其电容来进行操作而取得高转换效率，并让操作在其它负载状态下的返驰式电源转换器能改利用其稳压电路来进行操作而同样取得高转换效率。因此，本发明的返驰式电源转换器不论操作在哪种负载状态下，皆能提供高转换效率。

为让本发明的上述和其它目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例并配合所附图式做详细说明如下。

附图说明

图1为本发明第一实施例的示意图。

图2A为绘示返驰式电源转换器于第一负载状态下的脉宽调变讯号S1与S2的讯号时序。

图2B为绘示返驰式电源转换器于第二负载状态下的脉宽调变讯号S1与S2的讯号时序。

图3为本发明第二实施例的示意图。

图4为本发明第三实施例的示意图。

图5为本发明第四实施例的示意图。

具体实施方式

图1所示为本发明第一实施例的示意图。返驰式电源转换器100包括有变压器10、稳压电路20、电容30、开关40、二极管41、开关50、二极管51及控制电路60。

变压器10具有一次侧线圈11以及二次侧线圈12，且一次侧线圈11与二次侧线圈12的极性相反(打点的端点表示具有相同极性)。一次侧线圈11的其中一端耦接直流电源VDD、电容30的其中一端与稳压电路20的其中一端。开关50的第一端耦接电容30的另一端与稳压电路20的另一端，开关50的第二端耦接一次侧线圈11的另一端，而开关50的控制端耦接控制电路60，以接收由控制电路60所提供的脉宽调变讯号S2。二极管51的阳极耦接一次侧线圈11的另一端，而二极管51的阴极则耦接稳压电路20的另一端。开关40的第一端耦接一次侧线圈11的另一端，开关40的第二端耦接参考电位(图中的参考电位以接地电位GND表示)，而开关40的控制端耦接控制电路60，以接收由控制电路60所提供的脉宽调变讯号S1。二极管41的阳极耦接接地电位GND，而二极管41的阴极耦接一次侧线圈11的另一端。

二极管80的阳极耦接二次侧线圈12的其中一端，而二极管80的阴极用以作为返驰式电源转换器100的输出端，以提供一输出电压Vo给负载(未绘示)。二次侧线圈12的另一端耦接接地电位GND。电容90的其中一端耦接于二极管80的阴极，而电容90的另一端亦耦接接地电位GND。

上述的稳压电路20用以在电容30的跨压大于一预设电压时，便在其二端之间提供一泄流路径。在此例中，稳压电路20包括有稽纳二极管21及二极管22。稽纳二极管21的阳极耦接直流电源VDD，且稽纳二极管21的崩溃电压即用以作为上述的预设电压。二极管22的阳极耦接开关50的第一端，而二极管22的阴极耦接稽纳二极管21的阴极。另外，开关50、40与二极管51、41可以采用二个NMOS晶体管来实现。NMOS晶体管的二个源/汲极用以作为开关50、40的第一端与第二端，NMOS晶体管的闸极用以作为开关50、40的控制端，而NMOS晶体管的本体二极管(body diode)则用以作为二极管51、41。

此外，在此例中，控制电路60可依据对应的负载电流侦测装 置(未绘示，其应连接至返驰式电源转换器100的负载)所输出的侦测结果来判断返驰式电源转换器100操作在第一负载状态或第二负载状态(详后述)，并据以调整脉宽调变讯号S1与S2的责任周期。在此例中，第二负载状态的功率负载高于第一负载状态的功率负载。

当控制电路60依据对应的负载电流侦测装置所输出的侦测结果而判断出返驰式电源转换器100操作在第一负载状态时，控制电路60就会将脉宽调变讯号S2的责任周期调整为0％，并将脉宽调变讯号S1的责任周期调整为第一责任周期，一如图2A所示。在图2A中，T表示预设时间长度。

请同时参照图1与图2A。在时段t1中，开关40呈现导通状态而开关50呈现关闭状态，此时会有电流自直流电源VDD依序流过一次侧线圈11、开关40而至接地电位GND，使得一次侧线圈11与一次侧的漏感(未绘示)开始储能。接着，在时段t2中，开关40与50皆呈现关闭状态，因此一次侧的漏感开始释放能量，其能量经过二极管51来对电容30充电，使得电容30的跨压不断升高，当达到稽纳二极管21的崩溃电压后而使得稽纳二极管21短路。此时，稳压电路20便可提供泄流路径。

另一方面，当控制电路60依据对应的负载电流侦测装置所输出的侦测结果而判断出返驰式电源转换器100操作在第二负载状态时，控制电路60就会将脉宽调变讯号S2的责任周期调整为第二责任周期，并将脉宽调变讯号S1的责任周期调整为第三责任周期。其中，第三责任周期大于上述的第一责任周期，且此频率宽调变讯号S1与S2二者的脉冲致能期间互不重迭，一如图2B所示。在图2B中，T同样表示预设时间长度。

请同时参照图1与图2B。在时段t3中，开关40呈现导通状态而开关50呈现关闭状态，此时会有电流自直流电源VDD依序流过一次侧线圈11、开关40而至接地电位GND，使得一次侧线圈11与一次侧的漏感开始储能。接着，在时段t4中，开关40与 50皆呈现关闭状态，因此一次侧的漏感开始释放能量，其能量经过二极管51来对电容30充电。接下来，在时段t5中，开关40呈现关闭状态而开关50呈现导通状态，因此一次侧的漏感仍可透过开关50来对电容30充电。而由于在时段t5中，开关50乃是呈现导通状态，使得电容30也可透过开关50来向一次侧线圈11释放能量，因此电容30的跨压不会持续升高而达到稽纳二极管21的崩溃电压。再接下来，在时段t6中，开关40与50皆呈现关闭状态，因此会有电流自接地电位GND依序流过二极管41、一次侧线圈11而至直流电源VDD。

由上述可知，本发明的返驰式电源转换器100不论操作在哪种负载状态下，皆能提供高转换效率。

另外，在本领域的通常知识者应知开关50、40与二极管51、41亦可采用二个具有本体二极管的PMOS晶体管来实现。当然，控制电路60也必须对应修改脉宽调变讯号S1与S2的讯号时序。

此外，尽管在上述实施例中，二极管80可耦接于二次侧线圈12的其中一端与电容90的其中一端之间，然本领域的通常知识者应知即使将二极管80的阴极改为耦接于二次侧线圈12的另一端，而二极管80的阳极与接地电位GND耦接，亦可实现本发明。另外，电容90可依设计需求而决定是否采用。

本发明的返驰式电源转换器还具有其它的实施样态，以图3～图5来举例说明。在图3中，标示与图1中的标示相同者表示相同对象或讯号。经比较图3与图1，可知稳压电路20乃是将稽纳二极管21及二极管22上、下对调。此外，脉宽调变讯号S1与S2的讯号时序不需改变。

在图4中，标示与图1中的标示相同者表示相同对象或讯号。经比较图4与图1，可知稳压电路20乃是改为与一次侧线圈11并联。此外，脉宽调变讯号S1与S2的讯号时序亦不需改变。

在图5中，标示与图4中的标示相同者表示相同对象或讯号。 经比较图5与图4，可知稳压电路20乃是将稽纳二极管21及二极管22上、下对调。此外，脉宽调变讯号S1与S2的讯号时序同样不需改变。

本发明解决前述问题的方式，乃是藉由上述各组件来构成一返驰式电源转换器，并使返驰式电源转换器依据不同的负载状态来分别调整第一脉宽调变讯号与第二脉宽调变讯号的责任周期，以控制第一开关与第二开关的导通状态，进而使得操作在重载或满载的情况下的返驰式电源转换器能利用其电容来进行操作而取得高转换效率，并让操作在其它负载状态下的返驰式电源转换器能改利用其稳压电路来进行操作而同样取得高转换效率。因此，本发明的返驰式电源转换器不论操作在哪种负载状态下，皆能提供高转换效率。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何熟习此技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当是权利要求所界定的范围为准。