一种无电解电容的准单级逆变器及其控制方法与流程

本发明涉及一种无电解电容的准单级逆变器及其控制方法，属于新能源电力变换纹波抑制技术领域。

背景技术：

近年来，人类对自然环境越来越重视，清洁、高效、可持续发展的新能源动力技术引起了广泛关注，已出现了一些关于新能源发电的逆变器拓扑及控制方案。对于这种逆变器，交流输出功率中含有的两倍频功率脉动必然会反馈传输到直流输入侧，从而影响蓄电池、燃料电池等输入源的使用寿命，严重时会干扰直流电源系统的稳定性，因此解决新能源发电系统中的功率纹波问题，提高新能源的利用效率已刻不容缓。虽然这种低频纹波可以用大电解电容来滤除，但在高温工作条件下，电解电容长时间频繁的充放电会导致其使用寿命下降，所以考虑到逆变器的使用寿命和功率密度，不推荐使用电解电容。在电路中接入LC谐振电路，通过将谐振电路频率设计为两倍输出频率，也可以滤除两倍功率纹波，但所需的电感和电容体积都比较大，降低了系统的可靠性和功率密度。总而言之，这些常用的依靠无源器件来滤除功率纹波的方法，往往都存在着体积大、成本高等问题。为此，一些学者也在探索其它方法，不仅可以滤除功率纹波，也可以减小容值以便使用其它更长寿命电容，例如薄膜电容等。

技术实现要素：

本发明的目的在于针对上述逆变器所存在的技术缺陷提供一种无电解电容的准单级逆变器及其控制方法，采用这种准单级逆变器和控制方法不但能实现直流输入侧无低频功率纹波，同时可以舍去电解电容这种可靠性低、寿命短的大电容。

本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：

本发明的一种无电解电容的准单级逆变器，包括直流电源、输入滤波电容、主开关管、隔离变压器、整流电路、滤波电路、极性反转逆变桥及负载，其中主开关管包括两 个开关管，隔离变压器包括三个绕组，直流电源的正极接输入滤波电容的一端，直流电源的负极、输入滤波电容的另一端、第一主开关管的发射极和第二主开关管的发射极相连接，第一绕组的异名端接第一主开关管的集电极，第一绕组的同名端接第二绕组的异名端，第二绕组的同名端接第二主开关管的集电极，整流电路包括四个二极管，第一整流二极管的阳极、第二整流二极管的阴极和第三绕组的同名端相连接，第三整流二极管的阳极、第四整流二极管的阴极和第三绕组的异名端相连接，第一整流二极管和第三整流二极管的阴极连接构成整流电路的正输出端，第二整流二极管和第四整流二极管的阳极连接构成整流电路的负输出端，极性反转逆变桥包括四个开关管，滤波电感的一端接整流电路的正输出端，滤波电感的另一端、滤波电容的一端、第一开关管的集电极和第三开关管的集电极相连接，滤波电容的另一端、整流电路的负输出端、第二开关管的发射极和第四开关管的发射极相连接，第一开关管的发射极和第二开关管的集电极相连构成极性反转逆变桥的正输出端，第三开关管的发射极和第四开关管的集电极相连构成极性反转逆变桥的负输出端，极性反转逆变桥的正输出端接负载的一端，极性反转逆变桥的负输出端接负载的另一端，其特征在于：

还包括有源辅助电路；其中有源辅助电路包括辅助电感、辅助电容、两个辅助二极管和两个辅助开关管，第一辅助二极管的阳极接直流电源的正极，第一辅助二极管的阴极、辅助电容的正端和第二辅助开关管的集电极相连接，辅助电容的负端、第二辅助二极管的阳极和第一辅助开关管的发射极相连接，第一辅助开关管的集电极、辅助电感的一端和直流电源的负极相连接，辅助电感的另一端、第二辅助二极管的阴极和第二辅助开关管的发射极相连接。

所述的一种无电解电容的准单级逆变器，其特征在于，所述准单级逆变器的控制方法包括以下步骤：

步骤A，检测辅助电感电流信号，辅助电容电压信号，负载电压信号；

步骤B，将步骤A得到的辅助电感电流信号经过低通滤波器，获得其低频分量；

步骤C，计算辅助电感电流参考信号与辅助电感电流低频分量的差值；

步骤D，将步骤A得到的辅助电容电压信号经过低通滤波器，获得其直流分量；

步骤E，计算辅助电容电压参考信号与辅助电容电压直流分量的差值，将得到的电压差值用PI控制器进行调节，获得辅助电容电压扰动信号；

步骤F，将步骤C得到的电流差值用P控制器进行调节，然后加入步骤E得到的辅助电容电压扰动信号，获得准单级逆变器辅助电感电流的调制波信号；

步骤G，将前述辅助电感电流的调制波信号输入比较器与锯齿载波比较，获得第二辅助开关管的PWM控制信号；

步骤H，将步骤A得到的辅助电容电压信号、负载电压信号分别输入调制波计算模块，获得第一、第二、第三调制波信号；

步骤I，将前述第一、第二、第三调制波信号分别输入比较器与锯齿载波比较，获得第一、第二、第三逻辑信号；

步骤J，将步骤A得到的负载电压信号输入过零比较器，获得第四逻辑信号；

步骤K，将前述第一、第二逻辑信号和判定模式1、模式2的信号分别输入逻辑电路，在逻辑电路中第一逻辑信号和判定模式1的信号接入逻辑与门、第二逻辑信号和判定模式2的信号接入逻辑与门后，再接入逻辑或门得到主开关管的PWM控制信号；

将前述第二、第三逻辑信号分别输入逻辑电路，在逻辑电路中第三逻辑信号先经过逻辑非门后，和第二逻辑信号一起接入逻辑与门后，再和判定模式2的信号接入逻辑与门得到第一辅助开关管的PWM控制信号；

将前述第四逻辑信号输入逻辑电路，在逻辑电路中先经过逻辑非门得到第二、第三开关管的PWM控制信号后，再经过逻辑非门得到第一、第四开关管的PWM控制信号；

步骤L，将步骤K得到的主开关管的PWM控制信号输入分频电路，分别获得第一主开关的PWM控制信号和第二主开关的PWM控制信号；

步骤M，分别将步骤G得到的第二辅助开关管PWM控制信号，步骤K得到的第一辅助开关管的PWM控制信号以及第一、第二、第三和第四开关管的PWM控制信号，步骤L得到的第一主开关的PWM控制信号、第二主开关的PWM控制信号输入驱动电路得到两个主开关管、两个辅助开关管和极性反转逆变桥四个开关管的驱动信号，控制准单级逆变器。

本发明与原有技术相比的主要技术特点是，由于增加了有源辅助电路，通过把交流负载带来的功率纹波引入有源辅助电路，直流电源端只有直流功率，因此电路中不需要大电解电容来滤除低频功率纹波。

附图说明

附图1是本发明的一种无电解电容的准单级逆变器主电路及其控制方法的结构示意图。

附图2是本发明的一种无电解电容的准单级逆变器输入输出功率关系示意图。

附图3～图10是本发明的一种无电解电容的准单级逆变器的各开关模态示意图。

附图11是本发明应用于负载电压110V/50Hz场合下输入电流、辅助电容电压、滤波电感电流及负载电压的仿真波形。

上述附图中的主要符号名称：V_in、电源电压。S_m1、S_m2、S_x1、S_x2、S₁～S₄、功率开关管。D_x1、D_x2、辅助二极管。C_in、输入滤波电容。C_x、辅助电容。L_x、辅助电感。T_r、隔离变压器。N₁、N₂、N₃、隔离变压器绕组。D₁～D₄、整流二极管。L_f、滤波电感。C_f、滤波电容。R_L、负载。v_x、辅助电容电压。v_o、负载电压。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明：

附图1所示的是一种无电解电容的准单级逆变器主电路及其控制方法的结构示意图。无电解电容的准单级逆变器主电路由直流电源、输入滤波电容1、主开关管2、隔离变压器3、整流电路4、滤波电路5、极性反转逆变桥6、负载7及辅助电路8组成。S_m1、S_m2、S_x1、S_x2是四只功率开关管，L_x是辅助电感，C_x是辅助电容，D_x1、D_x2是辅助二极管，T_r是隔离变压器，D₁～D₄是整流二极管，L_f是滤波电感，C_f是滤波电容，S₁～S₄是逆变开关管，R_L为负载。v_x、辅助电容电压。v_o、负载电压。

检测辅助电感电流信号i_Lx，辅助电容电压信号v_x，负载电压信号v_o；将辅助电感电流信号i_Lx经过低通滤波器，获得其低频分量；计算辅助电感电流参考信号i_Lx^*与辅助电感电流低频分量的差值Δi_Lx；将辅助电容电压信号v_x经过低通滤波器，获得其直流分量V_x；计算辅助电容电压参考信号v_x^*与辅助电容电压直流分量V_x的差值Δv_x，将得到的电压差值Δv_x用PI控制器进行调节，获得辅助电容电压扰动信号；将电流差值Δi_Lx用P控制器进行调节，然后加入辅助电容电压扰动信号，获得准单级逆变器辅助电感电流的调制波信号M₀；将辅助电感电流的调制波信号M₀输入比较器与锯齿载波比较，获得第二辅助开关管的PWM控制信号Q_x2；将辅助电容电压信号v_x、负载电压信号v_o分别输入调制波计算模块，获得第一调制波信号M₁、第二调制波信号M₂及第三调制波信号M₃；将调制波信号M₁、M₂及M₃分别输入比较器与锯齿载波比较，获得第一逻辑信号C₁、第二 逻辑信号C₂及第三逻辑信号C₃；将负载电压信号v_o输入过零比较器，获得第四逻辑信号C₄；将逻辑信号C₁、C₂和判定模式1、模式2的信号分别输入逻辑电路，在逻辑电路中逻辑信号C₁和判定模式1的信号接入逻辑与门、逻辑信号C₂和判定模式2的信号接入逻辑与门后，再接入逻辑或门得到主开关管的PWM控制信号Q_m；将逻辑信号C₂、C₃分别输入逻辑电路，在逻辑电路中逻辑信号C₃先经过逻辑非门后，和逻辑信号C₂一起接入逻辑与门后，再和判定模式2的信号接入逻辑与门得到第一辅助开关管的PWM控制信号Q_x1；将逻辑信号C₄输入逻辑电路，在逻辑电路中先经过逻辑非门得到第二、第三开关管的PWM控制信号Q₂/Q₃后，再经过逻辑非门得到第一、第四开关管的PWM控制信号Q₁/Q₄；将主开关管的PWM控制信号Q_m输入分频电路，分别获得第一主开关的PWM控制信号Q_m1和第二主开关的PWM控制信号Q_m2；PWM控制信号Q_m1、Q_m2、Q_x1、Q_x2、Q₁/Q₄、Q₂/Q₃分别输入驱动电路得到功率管S_m1、S_m2、S_x1、S_x2、S₁/S₄、S₂/S₃的驱动信号，控制准单级逆变器。

结合附图2～附图10叙述本发明的具体工作原理。由附图2可知整个逆变器工作在两种模式下。模式1中，输出功率直接由直流电源提供，除此之外多余的直流电源端输入功率被引入辅助电路储存到辅助电容上，见附图2所示，区域A和区域B分别表示模式1中输出所需的功率和多余的功率。模式2中，直流电源端输入功率经隔离变压器传递给副边，但该输入功率不足以完全提供输出负载所需的功率，其中不足的部分则由在模式1中已储能的辅助电容提供，区域C和区域D分别表示模式2中直流输入功率和辅助电容释放的功率。通过把输出功率带来的功率纹波引入有源辅助电路，直流电源端只有直流功率基本上不含有低频功率纹波，因此电路中不需要大电解电容来滤除低频功率纹波。

由于辅助电路承担了直流电源端多余的功率，即功率纹波，所以辅助电感电流参考i_Lx^*可由功率纹波P_rip及输入电压V_in求得：

式中，V_o、I_o为负载电压、负载电流的幅值。

对于传统的单相逆变器，瞬时输入功率等于瞬时输出功率，则有：

流过隔离变压器原边的电流平均值为：

为了实现输入电流I_in恒定，期望原边电流也为定值：

则此时主开关管占空比的调制波可表示为：

如果主开关管的控制信号是由载波信号和调制波M₃比较产生，从而提供恒定的输入功率，则交流输出功率所需的功率纹波由辅助电容通过辅助开关管传递，辅助开关管占空比的调制波可表示为：

下面对各开关模态的工作情况进行具体分析。

在分析之前，先作如下假设：①所有开关管和二极管均为理想器件；②忽略隔离变压器的漏感。

下面对模式1下各开关模态的工作情况进行具体分析。

1.开关模态1[对应于附图3]

S_m1开通，直流电源端输入功率的一部分A传递到变压器副边，另一部分功率B流向辅助电路，最终储存在辅助电容C_x上。

2.开关模态2[对应于附图4]

S_m1关断，辅助电路仍继续工作，直到多余的功率B全部转移到辅助电容C_x上，辅助电路停止工作。

3.开关模态3[对应于附图5]

此时隔离变压器原边电路均不工作，滤波电感电流i_Lf经整流二极管续流。

4.开关模态4[对应于附图6]

由于在推挽电路中，隔离变压器原边两个绕组对应的开关管在一个开关周期内是交替工作的，所以此阶段，S_m2开通，直流电源端输入功率的一部分A仍传递到变压器副边，另一部分功率B则流向辅助电路。

5.开关模态5[对应于附图4]

此模态与模式1下开关模态2一样，辅助电路继续工作。

6.开关模态6[对应于附图5]

隔离变压器原边电路不工作，滤波电感电流经整流二极管续流。

下面对模式2下各开关模态的工作情况进行具体分析。

1.开关模态1[对应于附图7]

S_m1开通，直流电源端输入功率C全部传递到变压器副边。

2.开关模态2[对应于附图8]

S_x1、S_m1导通，辅助电容C_x向变压器副边传递输出功率大于输入功率的部分D，即直流电源端输入功率不足以提供输出所需的全部功率，不足的部分由在模式1下已充电的辅助电容提供。

3.开关模态3[对应于附图5]

S_x1和S_m1关断，隔离变压器原边电路不工作。

4.开关模态4[对应于附图9]

此阶段，S_m2开通，同模式2下开关模态1一样，直流电源端输入功率C全部传递到变压器副边。

5.开关模态4[对应于附图10]

此阶段，S_x1、S_m2导通，辅助电容C_x补充输入功率不足以提供给输出功率的部分D。

6.开关模态4[对应于附图5]

S_x1和S_m2关断，滤波电感电流经整流二极管续流。

图11是本发明应用于负载电压110V/50Hz场合下输入电流、辅助电容电压、滤波电感电流及负载电压的仿真波形。由于把交流负载带来的功率纹波引入有源辅助电路，所以电路中并没有设置大电解电容来滤除低频功率纹波。由仿真波形可以看出，该准单级逆变器的输入侧几乎无低频纹波。

从以上的描述可以得知，本发明提出的一种无电解电容的准单级逆变器及其控制方法具有以下几方面的优点：

1)由于交流负载带来的两倍频脉动功率从辅助电路中流过，所以直流输入侧原则上没有功率纹波。

2)电路中的电容并不需要选取电解电容，可选取寿命长、可靠性更高的电容，例如薄膜电容等。

3)极性反转逆变桥开关管的电压应力低且为零电压零电流开关，提高了逆变器的效率。