谐振DC‑DC功率转换器组件的制作方法

本发明涉及谐振DC-DC功率转换器组件，其包括具有相同电路拓扑的第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器。第一谐振DC-DC功率转换器的第一电感器和第二谐振DC-DC功率转换器的第二电感器被配置用于使第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器彼此磁耦接以促成在第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器的对应谐振电压波形之间大致有180度的相移或促成大致有0度的相移。第一电感器和第二电感器为第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器的对应部件。

背景技术：

对于给定的输出功率要求或规格，功率密度和部件成本是隔离和非隔离DC-DC功率转换器两者用以提供最小的可能物理尺寸和/或最低成本的关键性能指标。谐振功率转换器对于高开关频率，诸如高于1MHz的频率是特别有用的，在高开关频率处，标准SMPS拓扑(降压型、升压型等)的开关损耗由于转换效率原因而趋于不可接受的。高开关频率通常是期望的，这是因为得到的是功率转换器的电路部件(电感器和电容器)的电气和物理尺寸的下降。较小的部件允许增加DC-DC功率转换器的功率密度。在谐振功率转换器中，标准SMPS的输入“斩波器”半导体开关(通常是MOSFET或IGBT)用“谐振”半导体开关代替。谐振半导体开关依赖谐振网络的谐振，谐振网络通常涉及各种电路电容和电感以成形跨半导体开关的电流或电压的波形，使得在发生状态切换时，没有电流流过该半导体开关或没有跨该半导体开关的电压。因此，在输入半导体开关的至少一些固有电容或电感中大部分消除了功率耗散，使得开关频率的显著增加在VHF范围内变得可行，例如易于达到30MHz以上的值。这个概念在本领域中在名称为例如零电压切换和/或零电流切换(ZVS和/或ZCS)下是已知的。运行在ZVS和/或ZCS下的常用开关模式功率转换器通常被描述为E类、F类或DE类转换器或功率转换器。

然而，找到可以以VHF范围内的开关频率运行并处理需要的器件电压和电流以向转换器负载产生所需的输出功率的合适开关器件仍然面临重大的挑战。解决这一挑战的一种方法在于，使用多个具有较低的单独输出功率性能的谐振DC-DC功率转换器和将这些谐振DC-DC功率转换器并联和/或串联连接以降低施加于任何单个谐振DC-DC功率转换器的最大输出功率要求。如果具有较低输出功率性能的这些谐振DC-DC功率转换器中的一对谐振DC-DC功率转换器被控制，以使它们以180度相移运行，则产生这组转换器配置的若干新优点。由于来自该对较低功率谐振转换器的纹波电压将至少部分彼此抵消，所以输入纹波电压降低。这种抵消效果减少对输入滤波的需求，并从而降低谐振功率转换器的部件成本以及减少EMI发射。此外，转换器输出电压上的电压纹波也将至少部分抵消，从而导致谐振DC-DC功率转换器的输出侧上的相同有益效果。通过控制该对DC-DC功率转换器的所有开关的开关控制端上的驱动信号以产生适当的相移，180度相移得以正常实现。该控制方案导致对数字或高级模拟控制电路的需求，这使得相对大程度增加了DC-DC功率转换器的复杂性。

美国2013年的“ECCE学报”第2052-2056页的IEEE论文“VHF SERIES-INPUT PARALLEL-OUTPUT INTERLEAVED SELF-OSCILLATING RESONANT SEPIC CONVERTER(VHF串行-输入并行输出交错自激振荡谐振SEPIC转换器)”公开了两个谐振所谓的SEPIC功率转换器电容性耦接在一起，使得第一转换器的MOSFET开关的漏极电压驱动第二转换器的另一MOSFET开关的栅极。两个谐振SEPIC转换器可以以180°的相移运行(交错运行)。

美国专利2012/0300504A1公开了一种DC-DC转换器电路，其包括以交错模式运行的多个并联耦接的谐振功率转换器。多个谐振功率转换器的各个输出端是并行的以及其输入端经由电容式分压器被串联耦接。多个并联耦接的谐振功率转换器以基本相同的开关频率运行并且在它们之间具有一些相移。后一特征提供了通过输出电容器的较低交流电流。

鉴于这些问题和与现有技术的多个串联或并联耦接的谐振DC-DC功率转换器的运行相关联的挑战，有利的是，提供了低复杂性和低成本控制机构以及将迫使多个互连谐振DC-DC功率转换器以180度相移运行或以0度相移运行的控制装置，并从而利用上述的降低EMI发射和较低的部件成本的益处。

技术实现要素：

本发明的第一方面涉及一种谐振DC-DC功率转换器组件，其包括具有相同电路拓扑的第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器。第一谐振DC-DC功率转换器的第一电感器和第二谐振DC-DC功率转换器的第二电感器被配置用于使第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器彼此磁耦合以迫使在第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器的对应谐振电压波形之间具有基本上180度的相移或基本上0度的相移。第一电感器和第二电感器为第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器的对应部件。

本领域的技术人员应理解到，第一传感器和第二电感器被定义为第一和第二谐振DC-DC功率转换器的对应部件或元件意味着第一电感器在第一谐振DC-DC功率转换器的电路拓扑被布置的位置与第二电感器在第二谐振DC-DC功率转换器的电路拓扑中被布置的位置相同。因此，第一电感器和第二电感器在第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器中具有相同功能。

本领域的技术人员应理解，在一组实施例中，第一电感器和第二电感器被配置用于通过迫使在第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器的对应谐振电压波形之间基于具有0度的相移，来使第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器彼此磁耦合。本谐振DC-DC功率转换器组件的这些0度相移或“同相”实施例是有用的，因为在第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器之间的磁耦合迫使它们的开关频率大致相同并彼此锁定，即，迫使第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器同步运行。通过第一电感器和第二电感器之间的磁耦合实现的同步运行消除或至少衰减了由一对标称相同但未被锁定或异步的谐振DC-DC功率转换器之间的小相位或开关频率差或偏移以其他方式固有生成的不同开关频率分量的总和或差。不同开关频率分量的该总和和差导致以远离第一和第二谐振DC-DC功率转换器的标称开关频率的频率发射不需要的EMI。这些固有相位偏移和开关频率偏移由第一和第二谐振DC-DC功率转换器的标称相同有源和无源部件间的制造公差、老化效果、温度漂移等引起。此外，谐振DC-DC转换器的“同相”实施例的第一和第二谐振DC-DC功率转换器能够共享单个整流电路和可选地共享谐振电感器，从而产生较少的部件数量、较小的尺寸和较低的制造成本等，如下面进一步详细论述的。

本领域的技术人员应理解，在另一组实施例中，第一电感器和第二电感器被配置用于通过迫使第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器的对应谐振电压波形之间具有基本上180度的相移，来使第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器彼此磁耦合。本谐振DC-DC功率转换器组件的这些180度相移或“反相”实施例共享有关于本谐振DC-DC功率转换器组件的同相实施例所描述的有关实现第一和第二谐振DC-DC功率转换器同步或锁定运行的优点。本谐振DC-DC功率转换器组件的反相实施例具有与第一谐振DC-DC转换器和第二谐振DC-DC转换器的对应谐振电压和/或电流波形之间的大致180度相位差或相移相关联的多个另外不同的优点。该特征致使转换器组件的直流电源电压上的纹波电压电平明显减少，并显著抑制该转换器组件的EMI发射，这是因为第一谐振DC-DC转换器和第二谐振DC-DC转换器的对应电路电流和电压之间的抵消效果。最终，除了谐振电压和/或电流波形之外，第一和第二谐振DC-DC转换器的其它类型的对应电压或电流波形可为同步或基本反相的，诸如跨第一和第二转换器的正输入端子和负输入端子之间的纹波电压、第一和第二转换器输出电压上的纹波电压。

本领域的技术人员应理解，谐振DC-DC功率转换器组件可包括一个或多个另外的谐振DC-DC功率转换器，其中，每个另外的谐振DC-DC功率转换器包括电感器，其被磁耦合到第一和第二磁耦合的电感器并被布置成迫使在另外的谐振DC-DC功率转换器的对应谐振电压和/或电流波形与第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器中的一者的谐振电压波形之间具有大致180度的相移或大致0度的相移。谐振DC-DC功率转换器组件优选包括偶数数量的单独谐振DC-DC功率转换器，其在对应的谐振电压波形之间以0度或180度的相移成对运行。后者的配置通常提供前述输入纹波电压、输出电压纹波和EMI发射等的最大程度的减少。第一和第二磁耦合电感器和一个或多个另外的电感器可全部缠绕在共用的导磁芯材料上，各个电感器绕组具有适当取向以形成所需的相移。共用的导磁芯材料提供第一、第二和任何另外电感器之间的强磁耦合。

第一和第二谐振DC-DC功率转换器中的每一个可包括电流隔离屏蔽件以提供隔离的谐振DC-DC功率转换器组件。该电流隔离屏蔽件优选被布置在谐振功率转换器的输入侧电路和整流电路之间，以提供转换器输出电压和耦接至AC或DC输入电压源的输入侧电路之间的电流隔离。该电流隔离屏蔽件可包括一对磁耦合电感器或一对电容器，如下面参考附图另外详述的。

第一谐振DC-DC功率转换器可包括第一输入侧电路，其包括用于接收第一输入电压的正输入端子和负输入端子；第一可控开关装置，由第一开关控制信号驱动以设定第一转换器的开关频率；以及第一谐振网络，耦接至第一可控开关装置的输出端，以根据第一开关控制信号在第一谐振网络中生成增加和减少交替的谐振电流。第一整流电路被连接到第一谐振网络的输出端。类似地，第二谐振DC-DC功率转换器可包括第二输入侧电路，其包括用于接收第一输入电压或第二输入电压的正输入端子和负输入端子，第二可控开关装置，由第二开关控制信号驱动以设定第二转换器的开关频率；第二谐振网络，其与第二可控开关装置的输出端耦接以根据第二开关控制信号在第二谐振网络中生成增加和减少交替的谐振电流。第二谐振网络的输出端可被连接到第一整流电路或连接到第二整流电路。

第二谐振网络的输出端可被相应连接到第一谐振DC-DC功率转换器的第一整流电路，使得第一整流电路为第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器的共享或共用电路。在第一电感器和第二电感器被配置成迫使第一和第二谐振DC-DC功率转换器的对应谐振电压波形之间具有大致0度相移的情况下，谐振DC-DC功率转换器组件的该实施例是特别有用的。第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器的对应谐振电压波形之间的同相关系允许第一和第二谐振网络的相应交流输出电流进行组合或相长地相加。该谐振DC-DC功率转换器组件的实施例可以被视为与共用或共享整流电路耦接的第一功率转换器和第二功率转换器的组合。

谐振DC-DC功率转换器组件可另外包括与第一整流电路的输出端耦接的输出侧电路；其中，该输出侧电路包括用于向转换器组件负载供应转换器输出电压并连接到该转换器组件负载的正输出端子和负输出端子。

在谐振DC-DC功率转换器组件的替代实施例中，第二谐振网络的输出端被连接到第二谐振DC-DC功率转换器的第二单独整流电路的输入端。在第一和第二电感器被配置成用于迫使在第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器的对应谐振电压波形之间具有大致180度的相移，使得求和或合计第一和第二谐振网络的输出电压不可行的情况下，该实施例是特别有用的。相反，添加第一和第二单独整流电路的整流输出电压。

第一可控开关装置可包括一个或多个半导体开关，以及第二可控开关装置可包括一个或多个半导体开关。第一和第二可控开关装置中的每一个可包括半桥逆变器或全桥驱动器。半导体开关中的每一个可包括半导体晶体管，诸如MOSFET或IGBT，诸如硅(Si)、氮化镓(GaN)或碳化硅(SiC)MOSFET。

除了第一和第二磁耦合电感器以外，第一和第二谐振DC-DC功率转换器还可包括一个或多个另外的磁耦合电感器对。如下面进一步详述，通过使第一和第二谐振DC-DC功率转换器的另外对应电感器彼此耦合，另外一对磁耦合电感器可被用于增强第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器的整体耦合。

第一和第二整流电路中的每一个可包括基于二极管的整流器，其具有被连接为半波或全波整流器的一个或几个半导体二极管。可选地，第一和第二整流电路中的每一个可包括基于有源受控晶体管的同步或有源整流器。该整流电路优选被设计为在具有所连接的转换器组件负载的谐振网络的谐振频率处表现出明显的电阻性阻抗。

分别设定第一和第二谐振DC-DC功率转换器的开关频率的第一和第二开关控制信号的频率可被设定为20MHz或以上，例如在所谓的在30MHz或以上的VHF范围内。出于上述的原因，转换器组件的第一和第二开关控制信号的开关频率大致相同。第一和第二谐振网络中的每一个的谐振频率优选位于第一和第二谐振DC-DC功率转换器的所选开关频率附近。第一和第二谐振DC-DC功率转换器优选被配置成提供第一和第二可控开关装置的半导体开关或多个半导体开关的零电压和/或零电流切换。

一般来讲，第一和第二输入侧电路可被串联耦接以分压由转换器组件的DC或AC电压源输送的输入电压，或第一和第二输入侧电路可被并联耦接以共享由该转换器组件的直流或交流电压源所输送的共用输入电压。因此，在后者实施例中，第一谐振DC-DC功率转换器的正和负输入端子以及第二谐振DC-DC功率转换器的正和负输入端子被并联耦接到共用直流输入电压源。相反，在前者实施例中，第一谐振DC-DC功率转换器的正和负输入端子以及第二谐振DC-DC功率转换器的正和负输入端子可跨转换器组件的共用直流输入电压源串联连接。在两种耦接情况下，第一和第二输入侧电路的每一个可包括耦接在正输入端子和负输入端子之间的输入或滤波电容器。

一般来讲，第一和第二输出侧电路可被串联或并联耦接到转换器组件负载，而与第一和第二输入侧电路被串联耦接还是并联耦接无关。因此，第一谐振DC-DC功率转换器的正和负输出端子以及第二谐振DC-DC功率转换器的正和负输出端子可跨转换器组件的负载串联耦接。因此，在输出端的串联耦接配置中，转换器组件的输出电压被加倍或增加到第一和第二转换器输出电压的总和。在相反的情况下，第一谐振DC-DC功率转换器的正和负输出端子以及第二谐振DC-DC功率转换器的正和负输出端子被并联耦接到转换器组件负载。在两种耦接情况下，第一和第二输出侧电路的每一个可包括输出或平滑滤波电容器，其被耦接在正输出端子和负输出端子之间以减少由第一和第二整流电路所供应的整流电压的电压纹波。

第一和第二磁耦合电感器可被布置在第一和第二谐振DC-DC功率转换器的不同对应电路部分中，以提供在第一功率转换器和第二功率转换器之间的有利耦合。本领域的技术人员应理解，第一和第二谐振DC-DC功率转换器的对应有源部件(诸如半导体开关或晶体管)以及无源部件(诸如电阻器、电容器和电感器)的电特性优选为标称相同的，但是在实际过程中，由于不可避免的制造公差、温度漂移等，会有偏差。第一电感器可形成第一谐振DC-DC功率转换器的第一谐振网络的一部分，以及第二电感器可形成第二谐振DC-DC功率转换器的第二谐振网络的一部分，以迫使在第一和第二可控开关装置的输出电压波形之间具有大致180度的相移或具有大致0度的相移。第一和第二可控开关装置的输出电压波形可为E类功率转换器或SEPIC功率转换器的MOSFET开关的漏极电压。第一和第二电感器可包括第一和第二E类功率转换器或第一和第二SEPIC功率转换器的相应输入电感器。在后者SEPIC类转换器组件的一个实施例中，第一谐振网络的第一电感器被布置在第一谐振DC-DC功率转换器的第一可控开关装置的正输入端子和输出端之间，以及第二谐振网络的第二电感器被布置在第二谐振DC-DC功率转换器的第二可控开关装置的正输入端子和输出端之间。在后者SEPIC类转换器组件的替代实施例中，第一和第二输入侧电路被置于跨直流或交流输入电压源串联，使得第一谐振网络的第一电感器被布置在第一谐振DC-DC功率转换器的正输入端子之间，以及第二谐振网络的第二电感器被布置在第一谐振DC-DC功率转换器的负输入端子和第二谐振DC-DC功率转换器的正输入端子之间。

在本功率转换器组件的另一实施例中，第一和第二电感器被布置成与第一和第二可控开关装置的相应控制端子(例如第一和第二MOSFET开关的栅极端子的相应控制端子)串联，以迫使在第一开关控制信号和第二开关控制信号之间具有大致180度相移或具有大致0度相移。因此，在驱动谐振功率转换器的开关频率的第一开关控制信号和第二开关控制信号之间的反相关系或同相关系迫使第一和第二谐振DC-DC功率转换器的所有另外对应谐振电压波形对和对应谐振电流波形对处于相同的相位关系。

除了第一和第二谐振DC-DC功率转换器的前述的第一和第二磁耦合电感器之外，谐振DC-DC功率转换器组件的有利实施例还包括一个或多个附加磁耦合电感器对。根据转换器组件的该实施例，第一和第二谐振DC-DC功率转换器包括对应的第三和第四电感器；以及第三和第四对应电感器彼此磁耦合，以迫使第三电感器和第四电感器的对应电压和/或电流波形之间具有大致180度的相移或具有大致0度的相移。本领域的技术人员应理解，第三和第四电感器为第一和第二谐振DC-DC功率转换器的对应部件或元件，如上面结合第一和第二电感器的属性所论述的。第一和第二谐振DC-DC功率转换器的多对(即，两对以上)对应电感器之间的磁耦合提高第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器之间的总体耦合。出于下面例如参考附图的图4所详述的原因，这对于以20MHz以上的非常高的开关频率(诸如在30MHz以上的VHF范围内的开关频率)运行的谐振DC-DC功率转换器组件是特别有利的特征。

第一和第二谐振DC-DC功率转换器中的至少一者可包括自激振荡反馈回路，以在转换器组件中提供至少一个自激振荡谐振DC-DC功率转换器。不同类型的自激振荡反馈回路可如下面所述来应用。在一个这种实施例中，第一谐振DC-DC功率转换器包括第一自激振荡反馈回路；以及第二谐振DC-DC功率转换器包括输出电压调节回路，其生成第二开关控制信号以调节跨转换器组件负载的输出电压。第二谐振DC-DC功率转换器可为由传统的开关控制信号驱动的非自激振荡类的功率转换器。第二开关控制信号可例如包括频率调制控制信号，使得频率控制被用于将跨转换器组件负载两端的输出电压调节到预期的直流电压电平。输出电压调节回路可包括一个或多个合适的直流参考电压和例如反馈控制回路。由于第一DC-DC功率转换器和谐振DC-DC功率转换器之间的前述讨论的耦合，第一谐振DC-DC功率转换器的自激振荡属性允许后者作为一种从电路跟踪或跟随第二谐振DC-DC功率转换器的运行，如下面参考附图进一步详述的。

在替代实施方案中，第一和第二谐振DC-DC功率转换器中的每一个可为自激振荡功率转换器。在一个这种实施例中，第一谐振DC-DC功率转换器包括耦接在第一可控开关装置的输出端和第一可控开关装置的控制端子之间的第一自激振荡反馈回路；以及第二谐振DC-DC功率转换器包括耦接在第二可控开关装置的输出端和第二可控开关装置的控制端子之间的第二自激振荡反馈回路。

上述的第一和第二自激振荡反馈回路中的至少一者可包括：第一偏置电压源，被配置成生成第一可调偏置电压；第一电感器，优选具有基本固定的电感，被耦接在第一偏置电压源和第一或第二可控开关装置的控制端子之间。第一和/或第二自激振荡反馈回路可唯一依赖固有开关电容，诸如可控开关装置的MOSFET晶体管的栅极-漏极电容，以提供从可控开关装置的输出端到可控开关装置的控制端子的合适反馈传递功能。另选地，除了固有开关电容以外，第一和/或第二自激振荡反馈回路还可包含在可控开关装置的开关或多个开关外部的电气部件，诸如外部电容器和/或电阻器。本领域的技术人员应理解到，利用关于可控开关装置的上述自激振荡反馈回路的几种谐振DC-DC功率转换器设计在本申请人的共同未决的专利申请PCT/EP2013/072548中公开。本领域的技术人员应理解，本文公开的自激振荡反馈回路可被用在根据本发明的第一和第二谐振DC-DC功率转换器的每一个中。

通常期望的是获得第一和第二磁耦接电感器中的每一个的高Q因数或值以提高转换器转换效率，但是Q因数仍然可根据构造细节和应用于针对特定应用的特定类型电感器的约束而在本功率转换器的不同实施例有相当大的不同。印刷电路板(PCB)集成电感器可比形成为独立部件的电感器具有更小的Q因数。在第一谐振网络的谐振频率处，第一电感器优选具有大于5，更优选大于25的Q因数。类似地，在第二谐振网络的谐振频率处，第二电感器优选具有大于5，更优选大于25的Q因数。

本谐振DC-DC功率转换器组件可为电流隔离的，使得直流或交流输入电压源与转换器输出电压电流隔离。因此，谐振DC-DC功率转换器组件可包括被布置在第一输入侧电路和第一输出侧电路之间的第一电流隔离屏蔽件；以及被布置在第二输入侧电路和第二输出侧电路之间的第二电流隔离屏蔽件。

第一和第二电流隔离屏蔽件中的每一个可包括变压器，其包括一对磁耦合的电感器，该对磁耦合电感器包括电气连接到初级侧电路的第一电感器和电气连接到输出侧电路的第二电感器。第一和第二电感器可以为均缠绕在共用导磁结构上的独立的绕组，以形成隔离变压器。在替代实施例中，第一电感器和第二电感器被集成在印刷电路板或其它合适的载体材料上，它们之间不插入磁材料。在另一实施例中，第一和第二电流隔离屏蔽件中的每一个包括耦接在谐振DC-DC功率转换器中的每一个的正输入端子和正输出端子之间的第一电容器，以及耦接在谐振DC-DC功率转换器中的每一个的负输入端子和负输出端子之间的第二电容器。

本领域的技术人员应理解，第一和第二谐振DC-DC功率转换器中的每一个可具有任何谐振DC-DC功率转换器拓扑，例如选自一组{E类，F类，DE类}的转换器拓扑或从诸如谐振SEPIC拓扑、谐振升压拓扑、类拓扑、LLC拓扑或LCC拓扑获得的任何转换器拓扑。这同样适用于上述可选的另外或附加的谐振DC-DC功率转换器中的每一个。

第一和第二整流电路优选被设计为在具有所连接的转换器组件负载的谐振网络的谐振频率处表现出显著的电阻性阻抗。在此情况下，包含第一和第二谐振网络中的每一个的谐振频率的阻抗特性可由所考虑的谐振网络的对整流电路的部件具有最小影响或零影响的一个或多个互连电感器和电容器确定。

本发明的另外方面涉及多级谐振DC-DC功率转换器组件，其包括两个或更多个前述的彼此磁耦接的本谐振DC-DC功率转换器组件的同相实施例。

多级谐振DC-DC功率转换器组件包括根据前述同相实施例任一项的第一谐振DC-DC功率转换器组件和第二谐振DC-DC功率转换器组件。第一谐振DC-DC功率转换器组件的电感器被磁耦合到第二谐振DC-DC功率转换器组件的对应电感器，以迫使在第一谐振DC-DC功率转换器组件和第二谐振DC-DC功率转换器组件的对应谐振电压或电流波形之间具有大致180度相移。第一谐振DC-DC功率转换器组件的共享整流电路的输出电流可被添加到第二谐振DC-DC功率转换器组件的共享整流电路的输出电流以形成多级转换器输出电压。

被放置在第一和第二谐振DC-DC功率转换器组件的拓扑的各个相同位置的对应电感器对可被用于实现或提供第一谐振DC-DC功率转换器组件和第二谐振DC-DC功率转换器组件之间的反相/异相磁耦合。第一谐振DC-DC功率转换器组件的电感器可例如包括第一谐振DC-DC功率转换器的第一电感器，以及第二谐振DC-DC功率转换器组件的对应电感器可包括第二谐振DC-DC功率转换器的第二电感器。在此实施例中，第一谐振DC-DC功率转换器组件的第一和第二谐振DC-DC功率转换器以及第二谐振DC-DC功率转换器组件的第一和第二谐振DC-DC功率转换器的对应电感器可例如通过以适当的相对取向缠绕共用导磁芯而彼此全部磁耦合，如下面参考附图的图6所公开的多级谐振DC-DC功率转换器组件所论述的。

附图说明

本发明的优选实施例将结合附图更详细描述，附图中：

图1A)为现有技术的隔离单端初级电感器转换器(SEPIC)DC-DC功率转换器的简化电路图，

图1B)为根据本发明的第一实施例的包括第一和第二磁耦接SEPIC DC-DC功率转换器的谐振DC-DC功率转换器组件的简化电路图，

图2A)为现有技术的隔离谐振DE类DC-DC功率转换器的简化电路图，

图2B)为根据本发明的第二实施例的包括第一和第二磁耦接谐振隔离DE类DC-DC功率转换器的谐振DC-DC功率转换器组件的简化电路图，

图3A)示出隔离E类自激振荡谐振DC-DC功率转换器的简化电路图，

图3B)示出根据本发明的第三实施例的包括第一和第二磁耦接隔离E类自激振荡谐振DC-DC功率转换器的谐振DC-DC功率转换器组件的简化电路图，

图4示出根据本发明的第四实施例的包括第一和第二磁耦接隔离E类自激振荡谐振DC-DC功率转换器的谐振DC-DC功率转换器组件的简化电路图，

图5为根据本发明的第五实施例的包括具有共用整流电路的第一和第二磁耦接谐振隔离E类转换器的谐振DC-DC功率转换器组件的简化电路图；以及

图6为根据本发明的第六实施例的包括磁耦接的第一和第二谐振DC-DC功率转换器组件的多级谐振DC-DC功率转换器组件的示意性框图。

具体实施方式

图1A)为现有技术的隔离单端初级电感器转换器(SEPIC)DC-DC功率转换器100的简化电路图。SEPIC 100包括输入侧电路和输出侧电路，其通过由串联耦接的电容器Ca和Cb所形成的电流隔离屏蔽件而连接。输入侧电路包括用于从电压源或电源103接收直流或交流输入电压V_in的正输入端子102和负输入端子101。输入电容器Cin被电气连接在正输入端子101和负输入端子102之间以形成用于直流或交流输入电压源的能量贮存器。SEPIC 100的谐振网络至少包括输入电感器Lin、电容器Ca和Cs以及可能包括第二电感器Lr和电容器Cd。第二电感器Lr和电容器Cd也可形成SEPIC 100的整流电路的一部分。在该实施例中，第一可控开关装置包括单个可控半导体晶体管或开关S，第一可控开关装置的输出端105被耦接到谐振网络。因此，可控开关装置根据施加于栅极或控制端子104的开关控制信号在谐振网络中生成增加和减少交替的谐振电流。在谐振网络中流动的交流电流跟随施加于半导体晶体管开关S的栅极端子104的开关控制信号。该开关控制信号迫使半导体晶体管开关S以开关控制信号的频率在导电/接通状态和非导电/断开状态之间交替。开关控制信号的频率优选被选择为使得其接近谐振网络的谐振频率。在谐振网络中通过半导体晶体管S的状态切换所生成的谐振电流的至少一部分从谐振网络的输出端流过SEPIC转换器100的输出侧电路的整流电路以产生跨整流电容Cout的整流输出电压。本领域的技术人员应理解，在谐振网络中的谐振电流的剩余部分可在Cs和输入电感器Lin之间振荡以允许或实现半导体晶体管S的零电压开关(ZVS)条件。整流电路包括整流器电感器Lr、二极管D和跨该二极管耦接的电容器Cd。因此，整流器电感器Lr可形成谐振网络和整流电路两者的一部分。转换器组件负载R_L被连接到在SEPIC 100的节点106处的生成的输出电压V_out并通过负载电阻器符号示意性示出。

图1B)为根据本发明的第一实施例的谐振DC-DC功率转换器组件150的简化电路图，谐振DC-DC功率转换器组件150包括一对磁耦合隔离SEPIC DC-DC功率转换器。谐振DC-DC功率转换器组件150包括围绕半导体开关S1构建的第一隔离SEPIC转换器和围绕半导体开关S2构建的第二隔离SEPIC转换器。第一和第二SEPIC DC-DC功率转换器经由第一和第二磁耦合输入电感器Lin1和Lin2被互连或互耦。Lin1和Lin2被布置或配置成迫使在第一半导体开关S1和第二半导体开关S2的输出端的谐振电压波形(即本实施例中的漏极电压)之间具有大致180度相移。在输入电感器Lin1的空心点符号和在输入电感器Lin2的实心点符号指示这些电感器的绕组被布置成在耦接电感器的这些端子的谐振电压或电流波形之间产生这种反相关系。第一和第二SEPIC DC-DC功率转换器优选具有相同的电路拓扑并且可为大致等同的，即，在实际制造公差内具有相同电路拓扑和相同部件值。因此，输入电感器Lin1和Lin2为第一和第二SEPIC DC-DC功率转换器的对应部件或元件，因为它们被布置在第一和第二SEPIC DC-DC功率转换器的相同电路拓扑的相同位置。本领域的技术人员应理解，第一和第二隔离SEPIC转换器中的每一个可与上述现有技术的隔离单端初级电感器转换器(SEPIC)DC-DC功率转换器100相同。

输入电感器Lin1和Lin2可缠绕在共用导磁芯材料，例如软铁材料上以形成变压器结构。输入电感器Lin1和Lin2的变压器耦合通常应产生高的互磁耦合系数，这对于在第一半导体开关S1和第二半导体开关S2的漏极电压或输出电压之间具有精确180度相移是有利的。在实施过程中，能够获得的互磁耦合系数的值应取决于该对磁耦合电感器Lin1和Lin2的实际约束，诸如大小、成本、缠绕技术。然而，互磁耦合系数的值优选大于0.1，甚至更优选大于0.2，诸如大于0.5。

然而，在本发明的其它实施例中，输入电感器Lin1和Lin2之间的互磁耦合系数的令人满意的值可通过相应线圈绕组的相邻或交错布置来实现，而无需任何共用导磁芯材料，例如采用在本申请人的共同未决的欧洲专利申请No.13198912.1中公开的PCB集成螺线管变压器结构。电感器Lin1被布置在第一隔离SEPIC DC-DC功率转换器或第一SEPIC的正输入端子152和S1的漏极端子之间。电感器Lin2以对应的方式被布置在第二隔离SEPIC DC-DC功率转换器或第二SEPIC的正输入端子152与S2的漏极端子之间。因此，第一和第二SEPIC的相应输入端子被并联连接到由置于并联SEPIC的输入侧的输入电压源153所产生的直流或交流输入电压V_in。第一SEPIC包括被耦接到第一半导体开关S1的漏极端子的第一谐振网络。第一谐振网络包括至少输入电感器Lin1、电容器Ca1和Cs1以及可能包括第二电感器Lr1和电容器Cd1，其形成类似于上述整流电路的E类整流电路的一部分。第一谐振网络由第一开关S1的漏极或输出端155驱动。跨开关S1的漏极和源极端子连接或布置的电容器Cs1可用于增加第一SEPIC的谐振网络的谐振电流和/或调节/微调第一SEPIC的谐振网络的谐振频率的作用。同样，跨整流二极管D1布置的电容器Cd1可被用于调节第一SEPIC的占空比。整流电路被连接在第一谐振网络的输出端和输出节点或端子156之间，其形成第一SEPIC的输出侧电路的一部分。E类整流电路另外包括连接在第一SEPIC的输出节点156和负电源轨157之间的平滑滤波电容器Cout1。第一SEPIC的输出电压被供应给在第一SEPIC和第二SEPIC之间共用的转换器组件负载R_L，其通过负载电阻器符号示意性示出。转换器组件负载R_L实际中可包括谐振DC-DC功率转换器组件150的不同类型的电气负载，例如一组LED二极管或可充电电池等。

第二SEPIC优选与第一SEPIC大致相同，并因此包括对应输入侧电路、对应第二半导体开关S2、对应第二谐振网络和输出侧电路的对应第二E类整流电路。第二SEPIC的输出侧电路同样包括平滑滤波电容器Cout2，其被连接在第一SEPIC的负电源轨157和转换器组件负载R_L的负端子158之间。转换器组件负载R_L为第一SEPIC和第二SEPIC的共用负载。因此，第二SEPIC的输出电压被供应给第一SEPIC的负电源轨157并通过平滑滤波电容器Cout1被连接到转换器组件负载R_L。因此，第一和第二SEPIC的输出侧电路和它们的相应输出电压跨共用转换器组件负载R_L串联连接，并向正端子156和负端子158之间的连接点供应转换器组件输出电压V_out。转换器组件负载R_L的负端子158也为第二SEPIC的负电源轨。第二SEPIC的该负电源轨通过隔离电容器Cb2与第一和第二SEPIC的输入侧电路的共享负电源轨151电流隔离。

用于转换器组件150的第一和第二SEPIC的第一和第二开关控制信号以不同的方式生成，因为仅有一个SEPIC可以通过外部“硬”开关控制信号来驱动。用于另一个SEPIC的开关控制信号经由自激振荡回路(未示出)生成。第一开关控制信号可由外部源生成，例如由合适的输出电压调节回路或控制电路(未示出)供应并施加于第一半导体开关S1的栅极154。第一开关控制信号决定第一SEPIC(围绕S1构建)的开关频率，并且可为例如这样的频率调制控制信号以使得转换器的开关频率被用于将转换器组件输出电压V_out调节到预期直流电压电平。输出电压调节回路可包括反馈控制和一个或多个合适的直流参考电压。

然而，第二SEPIC的自激振荡反馈回路(未示出)被耦接在开关S2的漏极或输出端165与开关S2的栅极端子164之间，以允许第二SEPIC作为从电路跟踪或跟随第一SEPIC的运行。这意味着由栅极154上的第一“硬”驱动开关控制信号设定的开关频率被复制到S2的栅极端子164上的第二开关控制信号。因此，第二SEPIC的开关频率变得与第一SEPIC的开关频率大致相同并同步。然而，由于第一和第二磁耦合输入电感器Lin1和Lin2的前述取向，第一和第二SEPIC的对应谐振电压波形(诸如S1的漏极电压和S2的漏极电压)为180度异相。通过指出在S1被第一“硬”驱动开关控制信号接通时，S1通过第一输入电感器Lin1汲取电流，来理解该特征。Lin2的反相耦接迫使具有大体相同幅度的相反方向电流通过Lin2，该电流初始启动S2附近的自激振荡反馈回路，使得第二SEPIC开始振荡。然后，通过利用第一输入电感器Lin1中流动的电流而在第二输入电感器Lin2中感应的电流，S2的漏极电压与S1的漏极电压对齐或同步。由于通过自激振荡反馈回路的耦接，S2的漏极电压继而控制S2的栅极端子164上的第二开关控制信号。最终，第一和第二整流电路的对应电压波形(特别是在输出节点156的第一转换器输出电压和在节点157的第二转换器输出电压)也被迫为反相。这种反相关系致使跨转换器组件负载的转换器组件输出电压中的电压纹波被有效衰减或抑制。

施加于S1的栅极端子154的第一“硬”驱动开关控制信号的频率优选被设定为30MHz以上的频率，以提供谐振DC-DC功率转换器组件的所谓的VHF运行。第一开关控制信号可包括上述的频率调制控制信号。本领域的技术人员应理解，第一和第二半导体开关S1、S2中的每一个可被开关装置替换，在本发明的其它实施例中，该开关装置包括多个互连的可控半导体晶体管或开关。第一和第二半导体开关S1、S2中的每一个可包括晶体管，诸如MOSFET或IGBT，例如氮化镓(GaN)或碳化硅(SiC)MOSFET。

图2A)为现有技术的谐振DE类DC-DC功率转换器200或DE类转换器的简化电路图。DE类转换器200包括通过谐振网络和整流电路连接的输入侧电路和输出侧电路。输入侧电路包括用于从电压源或电源203接收直流或交流输入电压V_in的正输入端子202和负输入端子201。输入电容器Cin被电气连接在正输入端子201和负输入端子202之间以形成用于直流或交流输入电压源203的能量贮存器。DE类转换器200的谐振网络至少包括电感器Lrt、电容器Cs1、Cs2和Crt以及可能包括电容器Cd1和Cd2。可控开关装置包括半桥逆变器，其包括第一和第二叠层(stacked)半导体晶体管开关S1和S2。第一和第二半导体开关S1、S2中的每一个可包括晶体管，诸如MOSFET或IGBT，例如氮化镓(GaN)或碳化硅(SiC)MOSFET。

半桥逆变器的输出节点205被耦接到谐振网络。在半导体开关S1的漏极输入端，半桥逆变器的输入端被耦接到电压源或电源203。因此，半桥逆变器根据施加于第一和第二半导体开关S1、S2的栅极或控制端子204a、204b的相应开关控制信号在谐振网络中生成增加和减少交替的谐振电流。在谐振网络中流动的交流电流跟随(follow)开关控制信号。开关控制信号中的每一个迫使对应的半导体晶体管开关S1或S2以第一开关控制信号的频率在导通/接通状态和非导通/断开状态之间交替。开关控制信号优选为大致反相的，并且两个开关控制信号的开关频率接近谐振网络的谐振频率。在谐振网络中通过半导体开关S1和S2的切换状态所生成的谐振电流的至少一部分从谐振网络的输出端流过DE类转换器200的整流电路，以产生跨一对串联连接的整流电容器Cout1和Cout2的整流输出电压。本领域的技术人员应理解，谐振网络中的谐振电流的剩余部分可在Cs和输入电感器Lin之间振荡以允许或实现半导体晶体管S的零电压开关(ZVS)条件。整流电路包括整流器电感器Lr、二极管D和跨该二极管耦接的电容器Cd。因此，整流器电感器Lr可形成谐振网络和整流电路两者的一部分。转换器组件负载R_L被连接到在SEPIC 100的节点106的生成输出电压V_out并通过负载电阻器符号示意性示出。

图2B)为根据本发明的第二实施例的谐振DC-DC功率转换器组件250的简化电路图，谐振DC-DC功率转换器组件250包括一对耦接的谐振DE类DC-DC功率转换器。谐振DC-DC功率转换器组件250包括围绕第一可控开关装置构建的第一DE类功率转换器，该第一可控开关装置具有半桥逆变器(inverter)的形式，其包括第一和第二叠层半导体开关S1、S2；以及围绕第二可控开关装置构建的第二DE类功率转换器，该第二可控开关装置具有半桥逆变器的形式，其包括第三和第四叠层半导体开关S3、S4。第一和第二DE类DC-DC功率转换器经由第一和第二磁耦合电感器Lrt1和Lrt2被互连或互耦接。电感器Lrt1和Lrt2形成第一和第二DE类功率转换器的相应谐振网络的一部分。第一和第二磁耦接电感器Lrt1和Lrt2被布置成迫使在谐振网络的谐振电压波形(诸如供应给整流电路的输入端，即，在电容Cd1和Cd2之间的中间节点和在电容Cd3和Cd4之间的中间节点的电压波形)之间具有大致180度的相移。在电感器Lrt1处的空心点符号和在电感器Lrt2的实心点符号指示这些电感器的绕组被布置成在耦接电感器的这些端子的谐振电压波形之间产生这种大致反相的关系。

第一和第二DE类DC-DC功率转换器优选具有相同的电路拓扑并且可为大致等同的，即，在实际制造公差内具有相同电路拓扑和相同部件值。因此，相应谐振网络的磁耦合电感器Lrt1和Lrt2为第一和第二DE类功率转换器的对应部件或元件。第一和第二DE类功率转换器中的每一个可与上述的现有技术DE类转换器200大致相同。耦合的电感器Lrt1和Lrt2可绕共用导磁芯材料，例如软铁材料缠绕以形成变压器。输入电感器Lin1和Lin2的变压器耦合通常应产生高的互磁耦合系数，这对于迫使在谐振网络的对应谐振电压波形之间具有精确的180度相移是有利的。实际中，互磁耦合系数的可获得值应取决于该对磁耦合电感器Lrt1和Lrt2的实际约束，诸如大小、成本、缠绕技术等。然而，互磁耦合系数的值优选大于0.1，甚至更优选大于0.2，诸如大于0.5。然而，在本发明的其它实施例中，电感器Lrt1和Lrt2之间的互磁耦合系数的令人满意的值可通过相应线圈绕组的相邻或交错布置来实现而无需任何共用导磁芯材料，例如采用在本申请人的共同未决的欧洲专利申请No.13198912.1中公开的PCB集成螺线管变压器结构。

第一和第二DE类功率转换器的输入侧电路跨共用输入电压或电源253串联耦接，电源253用于向谐振DC-DC功率转换器组件250输送直流或交流输入电压V_in。第一输入侧电路包括耦接在第一DE类功率转换器的正输入端子252和负输入端子253之间的输入电容器Cin1。第二输入侧电路同样包括耦接在第二DE类功率转换器的正输入端子253和负输入端子251之间的输入电容器Cin2。因此，假设输入电容器Cin1、Cin2的电容大致相同，则至第一和第二DE类功率转换器中的每一个的输入电压应大致相同并且为输入电压V_in的一半。

除了前述的电感器Lrt1以外，第一谐振网络至少包括电容器Cs1、Cs2和Crt1并且根据整流电路的精确调谐，可能包括电容器Cd1和cd2。本领域的技术人员应理解，电容器Cs1、Cs2可通过独立的电容器，即开关S1和S2外部的电容器或S1和S2的固有漏极-源极电容形成。外部Cs1、Cs2电容器可起增加第一DE类功率转换器的谐振网络的谐振电流和/或调节/微调第一DE类功率转换器的谐振网络的谐振频率的作用。同样，分别跨第一整流二极管D1和第二整流二极管D2布置的电容器Cd1、Cd2可被用于调节第一DE类功率转换器的占空比。整流电路被连接在第一谐振网络的输出端和输出节点或端子256之间，输出节点或端子256形成第一DE类功率转换器的输出侧电路的一部分。整流电路另外包括一对串联耦接的平滑滤波电容器Cout1、Cout2，其被连接在功率转换器组件250的输出端子256和负输出端子258之间。第一DE类功率转换器的输出电压被供应给转换器组件负载R_L，其通过负载电阻器符号示意性示出。该转换器组件负载R_L在第一DE类功率转换器和第二DE类功率转换器之间共享，因为第二DE类功率转换器的输出侧电路与第一DE类功率转换器的输出侧电路并联耦接，如图所示。第二DE类功率转换器的输出侧电路包括第二对串联耦接的平滑滤波电容器Cout3，Cout3，其被连接在功率转换器组件的输出端子256和负输出端子258之间，使得串联耦接的平滑滤波电容器Cout1、Cout2与跨转换器组件负载R_L的串联耦接平滑滤波电容器Cout3、Cout4并行布置。

实际中，转换器组件负载R_L可包含谐振DC-DC功率转换器组件250的不同类型的电气负载，例如一组LED二极管或可充电电池等。第二DE类功率转换器的电路和部件优选与第一DE类功率转换器的部件大致相同。因此，第二DE类功率转换器包括对应的输入侧电路、对应的第二半桥逆变器装置(例如，包括一对叠层MOSFET晶体管(S3，S4))、对应的第二谐振网络以及对应的第二整流和输出侧电路。

第一DE类功率转换器的半桥逆变器(S1，S2)经由驱动器输出端255驱动第一谐振网络。第一DE类功率转换器的半桥逆变器由施加于栅极端子254a、254b中的相应端子的第一对反相开关控制信号来驱动。第二DE类电源的半桥逆变器(S3，S4)由施加于栅极端子264a、264b中的相应端子的第二对反相开关控制信号来驱动。用于第一和第二DE类功率转换器的第一和第二对开关控制信号以不同的方式生成，因为优选地，两个DE类功率转换器中的仅一者通过外部“硬”开关控制信号来驱动。用于另一个DE类功率转换器的该对开关控制信号优选经由自激振荡回路(未示出)生成。第一对开关控制信号可由独立的信号源生成，例如由合适的输出电压调节回路或控制电路(未示出)生成并施加于第一半桥逆变器的栅极端子254a、254b。该第一对开关控制信号确定第一DE类功率转换器的开关频率，并且可为例如这样的频率调制控制信号从而使得频率控制被用于将转换器组件输出电压V_out调节到预期直流电压电平。输出电压调节回路可包括反馈控制和一个或多个合适的直流参考电压。另选地，输出电压调节回路可被配置成用于转换器组件输出电压V_out的突发模式或接通-断开控制。

然而，第二DE类功率转换器的自激振荡反馈回路(未示出)被耦接在驱动器输出端265和半桥逆变器的栅极端子264a、264b之间，以迫使第二DE类功率转换器作为从电路跟踪或跟随第一DE类功率转换器的运行。具体地，这意味着由S1和S2上的第一对“硬”驱动开关控制信号设定的第一DE类功率转换器的开关频率被复制到第二功率转换器的半桥逆变器的栅极端子264a、264b上的第二对开关控制信号。因此，第二DE类功率转换器的开关频率变得与第一DE类功率转换器的开关频率大致相同并同步。然而，由于第一和第二磁耦合电感器Lrt1和Lrt2的前述取向，第一和第二DE类功率转换器的对应谐振电压波形(诸如驱动器输出电压)大致180度异相。通过指出在第一半桥(S1)被第一对“硬”驱动开关控制信号切换到逻辑高(驱动输出电压被钳位在输入源电压)时，谐振电流被迫使通过第一电感器Lrt1来理解该特征。Lrt2的反相耦合迫使具有大致相同幅度的相反取向的谐振电流通过Lrt2。该相反取向的谐振电流初始激活第二半桥逆变器(S3，S4)附近的自激振荡反馈回路，使得第二DE类功率转换器开始振荡。然后，在输出端265的第二驱动输出电压和输出端255的第一驱动输出电压对齐或同步，这是因为通过在第一电感器Lrt1中流动的谐振电流而在第二输入电感器Lrt2中感应谐振电流。第二驱动输出电压继而由于通过自激振荡反馈回路的耦合而控制栅极端子264a、264b上的第二对开关控制信号。最终，第一和第二整流电路的对应电压波形也被迫为反相，如结合本发明的第一实施例所述，并且具有相同益处。

施加于第一半桥逆变器的栅极端子254a、254b的第一对“硬”驱动开关控制信号的频率优选被设定为在30MHz以上的频率，以提供谐振DC-DC功率转换器组件250的所谓的VHF运行。第一对开关控制信号可包括上述的一对反相频率调制控制信号。本领域的技术人员应理解，第一和第二半导体开关S1、S2中的每一个以及第三和第四半导体开关S3、S4中的每一个可包括晶体管，诸如MOSFET或IGBT，例如氮化镓(GaN)或碳化硅(SiC)MOSFET。

图3A)示出基于在图1A)和图1B)中描述的自激振荡E类谐振功率转换器以及本申请人的共同未决专利申请PCT/EP2013/072548的所附描述的隔离E类自激振荡谐振DC-DC功率转换器300的简化电路图。E类功率转换器300包括输入侧电路和输出侧电路，其通过由串联耦接的电容器Crt和Cb所形成的电流隔离屏蔽件连接。输入侧电路包括用于从电压源或电源303接收直流或交流输入电压V_in的正输入端子302和负输入端子301。输入电容器Cin被电气连接在正输入端子301和负输入端子302之间以形成用于直流或交流输入电压源的能量贮存器。E类功率转换器300的谐振网络至少包括输入电感器Lin、电容器Crt和Cs以及第二电感器Lrt2。谐振网络的输出端被连接到E类整流电路。E类整流电路包括整流器电感器Lr、二极管D和跨该二极管耦接的电容器Cd。E类整流电路也包括平滑滤波或整流电容Cout，其可选地被认为是输出侧电路的一部分。E类整流电路生成跨转换器300的正输出端子306和负输出端子308之间的Cout的整流转换器输出电压V_out。转换器组件负载R_L被连接到跨E类功率转换器300的端子306、308的生成的输出电压V_out，如负载电阻器符号示意性示出。在该实施例中，可控开关装置包括单个可控半导体晶体管或开关S，其输出端305被耦接到谐振网络。因此，半导体开关S根据施加于半导体开关S的栅极或控制端子304的开关控制信号而在谐振网络中生成增加或减少交替的谐振电流。在该谐振网络中流动的交流电流跟随施加于半导体晶体管开关S的栅极端子304的开关控制信号。该开关控制信号迫使半导体晶体管开关S以开关控制信号的频率在导通/接通状态和非导通/断开状态之间交替。开关控制信号的频率优选被选择为使得其接近谐振网络的谐振频率。在谐振网络中通过半导体晶体管S的状态切换所生成的谐振电流的至少一部分从谐振网络的输出端流过SEPIC转换器100的输出侧电路的整流电路，以产生跨整流电容Cout的整流输出电压。本领域的技术人员应理解，在谐振网络中的谐振电流的剩余部分可在Cs和输入电感器Lin之间振荡以允许或时限半导体开关S的零电压开关(ZVS)条件。

E类功率转换器300包括耦接在半导体开关S的输出端和控制端子304之间的自激振荡反馈回路，即，在S为MOSFET时，半导体开关S的输出端为漏极端子。自激振荡反馈回路包括在半导体开关S的输出端305或漏极端子和栅极端子304之间连接的电容器Cgd。自激振荡反馈回路另外包括栅极电感器Lg，其具有耦接到半导体开关S的栅极端子304的第一端。该自激振荡反馈回路可另外包括第一偏置电压源，其被配置成生成第一可调偏置电压。第一可调偏置电压被耦接到栅极电感器Lg的第二端。栅极电感器Lg优选具有大致固定的电感。这种自激振荡反馈回路的部件的工作原理和细节在本申请人的共同未决专利申请PCT/EP2013/072548中描述，并且可被并入E类功率转换器和并入根据本发明的功率转换器组件中。因此，半导体开关S的栅极端子304上的开关控制信号的频率以及可能的占空比通过自激振荡反馈回路的运行确定。开关控制信号的频率以及可能的占空比可以通过控制第一可调偏置电压的电压例如经由合适的输出电压调节回路来控制。

图3B)为根据本发明的第三实施例的谐振DC-DC功率转换器组件350的简化电路图，其包括第一和第二磁耦合隔离E类自激振荡谐振DC-DC功率转换器。谐振DC-DC功率转换器组件350包括围绕具有单个半导体开关S1的形式的第一可控开关装置构建的第一自激振荡E类功率转换器以及围绕第二可控半导体开关S2构建的大致相同的第二自激振荡E类功率转换器。本领域的技术人员应理解，第一和第二自激振荡E类功率转换器中的每一个可与上述的自激振荡E类功率转换器300大致相同。第一E类功率转换器的半导体开关S1经由驱动器输出端355或漏极端子驱动第一谐振网络。半导体开关S1通过从S1的漏极或输出端355延伸到S1的栅极端子354的第一自激振荡反馈回路来驱动。第二E类功率转换器的半导体开关S2经由驱动器输出端365或漏极端子驱动第二谐振网络。半导体开关S2通过从S2的漏极或输出端365延伸到S2的栅极端子364的第二自激振荡反馈回路来驱动。第一和第二自激振荡DE类功率转换器的输入侧电路跨共用电压源或电源353串联耦接，共用电压源或电源353输送跨谐振DC-DC功率转换器组件350的正和负输入端子352、351的直流或交流输入电压V_in。输入侧电路还包括耦接在正输入端子352和负输入端子351之间的第一和第二级联输入电容器Cin1、Cin2。因此，假设输入电容器Cin1、Cin2具有大致相同的电容，则至第一和第二DE类功率转换器中的每一个的输入电压应大致相同并等于输入电压V_in的一半。第一和第二自激振荡E类功率转换器经由第一和第二磁耦合电感器Lgt1和Lg2被互连或耦接。电感器Lg1和Lg2分别形成第一和第二E类功率转换器的第一和第二自激振荡反馈回路的一部分。第一磁耦合电感器Lg1和第二磁耦合电感器Lg2被布置成迫使在第一和第二自激振荡E类功率转换器的谐振网络的对应谐振电压波形之间具有大致180度相移。分别与第一可控半导体开关S1和第二可控半导体开关S2的栅极串联耦接的电感器Lg1、Lg2的布置和取向迫使分别施加于栅极端子354、364的第一开关控制信号和第二开关控制信号之间具有约180度相移。这也迫使不同于上述谐振网络的对应谐振电压波形的其他电压波形(诸如供应给整流电路的输入端，即在第一和第二自激振荡E类功率转换器中的Cd1、Lr1和Cd2、Lr2之间的耦接节点的电压波形)之间具有180度相移。在电感器Lg1的空心点符号和在电感器Lg2的实心点符号指示这些电感器的绕组被布置成在栅极端子354、364的开关控制信号之间产生这种反相的关系。

耦接的栅极电感器Lg1和Lg2可围绕共用导磁芯材料(例如软铁材料)缠绕以形成变压器。电感器Lg1和Lg2的变压器耦合通常应产生高的互磁耦合系数，这对于迫使在栅极端子354、364的对应谐振电压波形(即开关控制信号或电压)之间具有精确的180度相移是有利的。在实际中，互磁耦合系数的可获得值将取决于前述的实际约束。然而，互磁耦合系数的值优选大于0.1，甚至更优选大于0.2，诸如大于0.5。然而，在本发明的其它实施例中，栅极电感器Lg1和Lg2之间的互磁耦合系数的令人满意的值可通过相应线圈绕组的毗邻或交错布置来实现，而无需任何共用导磁芯材料，例如采用在本申请人的共同未决的欧洲专利申请No.13198912.1中公开的PCB集成螺线管变压器结构。本领域的技术人员应理解，除了在第一栅极电感器Lg1和第二栅极电感器Lg2之间的互磁耦合之外，分别在第一E类转换器和第二E类转换器的第一和第二谐振网络的一个附加对应电感器对(诸如输入电感器Lin1、Lin2)可彼此磁耦合，如下面参考图4进一步详述的。

第一和第二DE类功率转换器的输入侧电路跨共用电压源或电源353串联耦接，共用电压源或电源353向谐振DC-DC功率转换器组件350输送直流或交流输入电压V_in。第一输入侧电路包括耦接在第一E类功率转换器的正输入端子352和负输入端子357之间的输入电容器Cin1。第二输入侧电路同样包括分别耦接在第二E类功率转换器的正输入端子357和负输入端子351之间的输入电容器Cin2。因此，假设输入电容器Cin1、Cin2具有大致相同的电容，至第一和第二DE类功率转换器中的每一个的输入电压应大致相同并且等于输入电压V_in的一半。

本领域的技术人员应理解，电容器Cgd1、Cgs1和Cs1可通过单独的电容器，即开关S1外部的电容器或S1的固有栅极-漏极、栅极-源极和漏极-源极电容形成。同样适用于S2的对应电容器Cgd2、Cgs2和Cs2。Cgd1的电容可被配置成提供从S1的漏极向S1的栅极端子的第一自激振荡反馈回路的足够环路增益以允许S1的自激振荡。整流电路被连接在第一谐振网络的输出端和输出节点或端子356之间，其形成第一E类功率转换器的输出侧电路的部分。整流电路另外包括平滑滤波电容器Cout1，其被连接在功率转换器组件的输出端子356和负输出端子358之间。第一E类功率转换器的输出电压被供应给转换器组件负载R_L，其通过负载电阻器符号示意性示出。该转换器组件负载R_L在第一E类功率转换器和第二E类功率转换器之间共享，因为第二E类功率转换器的输出侧电路与第一E类功率转换器的输出侧电路并联耦接，如图所示。因此，在具有并联输出侧电路的本实施例中，转换器组件输出电压V_out分别与第一和第二E类功率转换器的第一和第二输出电压相同。第二E类功率转换器的输出侧电路包括被连接在功率转换器组件的正输出端子356和负输出端子358之间的第二平滑滤波电容器Cout2，使得Cout1和Cout2跨转换器组件负载R_L并联耦接。在实际中，转换器组件负载R_L可包含谐振DC-DC功率转换器组件350的不同类型的电气负载，例如一组LED二极管或可充电电池等。第二E类功率转换器的电路和部件优选与第一E类功率转换器的部件大致相同。

通过输出电压调节回路，可调节转换器组件输出电压V_out到预期或参考DC电压电平，如下面参考图4所详述的。输出电压调节回路可包括反馈控制和一个或多个合适的直流参考电压。输出电压调节回路可被配置成用于转换器组件输出电压V_out的频率调制、突发模式或接通-断开控制。在一个实施例中，通过调节施加于第一和第二栅极电感器Lg1、Lg2的自由端359、369的相应可调偏置电压，来控制转换器组件输出电压V_out。这些可调偏置电压优选被配置成使得大致相同的栅极-源极电压被施加于S1和S2以允许第一和第二E类功率转换器的跟踪运行。这意味着第一和第二E类功率转换器的开关频率变得大致相同和同步，虽然它们具有大致180度的异相。每个E类转换器的开关频率优选被设定在30MHz或以上，以提供谐振DC-DC功率转换器组件350的所谓VHF运行。这可通过第一和第二自激振荡反馈回路的适当设计来实现。本领域的技术人员应理解，第一和第二半导体开关S1、S2中的每一个可包括晶体管，诸如MOSFET或IGBT，例如氮化镓(GaN)或碳化硅(SiC)MOSFET。

图4为根据本发明的第四实施例的谐振DC-DC功率转换器组件450的简化电路图，其包括第一和第二磁耦合隔离E类自激振荡谐振DC-DC功率转换器。谐振DC-DC功率转换器组件350的对应特征和部件在上面论述，并且本谐振DC-DC功率转换器组件450已提供对应的附图标号以易于比较。本领域的技术人员应理解，本谐振DC-DC功率转换器组件450的部件的特性可与上述的DC-DC功率转换器组件350的对应部件的特性相同。除了DC-DC功率转换器组件350的特征以外，本功率转换器组件450包括唯一连接到第一E类功率转换器的输出电压调节回路。本功率转换器组件450另外包括两个单独磁耦合电感器对，以取代上述的谐振DC-DC功率转换器组件350的单对磁耦合电感器(第一栅极电感器Lg1和第二栅极电感器Lg2)。第一对磁耦合电感器包括栅极电感器Lg1和Lg2。栅极电感器Lg1、Lg2的布置和取向被配置成迫使分别施加于栅极端子454、栅极端子464的第一开关控制信号和第二开关控制信号之间具有大致180度相移，如上面关于DC-DC功率转换器组件350所论述。第二对磁耦合电感器(由耦合符号457在附图上示意性指示)包括第一和第二E类自激振荡谐振DC-DC功率转换器的对应电感器Lrt1和Lrt2。电感器Lrt1形成围绕第一半导体开关S1构建的第一E类功率转换器的谐振网络的一部分，以及电感器Lrt2形成围绕第二半导体开关S2构建的第二E类功率转换器的谐振网络的一部分。电感器Lrt1、Lrt2的布置和取向被配置成迫使在第一E类功率转换器和第二E类功率转换器的相应谐振网络中流动的电流和谐振电压之间具有约180度的相移。因此，两对磁耦合电感器配合以迫使在第一E类功率转换器和第二E类功率转换器的对应谐振电压波形之间具有大致180度相移。

第一谐振DC-DC功率转换器或谐振功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器或谐振功率转换器的多对(即，两对或更多对)相应电感器之间的磁耦合对于运行在非常高的开关频率(诸如在20MHz或以上的开关频率或在30MHz或以上的VHF范围内的开关频率)的谐振功率转换器是特别有利的。这是因为使用导磁芯材料来提供所考虑的电感器对在这些高开关频率的磁耦合是不切实际或不可能的。导磁芯材料的不可用性通常会导致在在耦合的电感器对的电感器之间具有相对小的互磁耦合系数，这继而在第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器之间产生比预期更小的耦合程度。因此，通过使用多对耦合电感器，其中每对相应的电感器彼此磁耦合，与单对磁耦合电感器实现的耦合效果相比，在第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC转换器之间或谐振功率转换器之间的总体磁耦合是增加的。出于多种原因，例如高耦合因数迫使在第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器或谐振功率转换器的对应谐振电流和电压波形之间具有更精确的0度或180度(如果可能)的相位关系，第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器之间或谐振功率转换器之间这种增加的耦合因数一般是有利的。在第一谐振DC-DC功率转换器和第二谐振DC-DC功率转换器之间或谐振功率转换器之间的耦合的增加在结合下面论述的第一和第二谐振DC-DC功率转换器的主-从耦合时也是有利的。这是因为更高的耦合系数迫使从转换器更准确地跟踪主转换器并从而对齐开关频率和相位。

输出电压调节回路包括反馈控制电路461，其具有连接到直流参考电压V_REF的第一输入端。反馈控制电路461包括第二输入端，其被耦接到转换器组件输出电压V_out。反馈控制电路461被配置成生成至第一E类功率转换器的第一栅极电感器Lg1的自由端459的两电平控制电压。两电平控制电压优选在两个分离的直流电压电平之间切换，其中，第一直流电压电平足够小以断开第一半导体开关S1，并从而中断围绕S1所形成的反馈回路的振荡，如上所述。第二直流电压电平足够高以接通第一半导体开关S1并激活围绕S1所形成的反馈回路的自激振荡。根据需要，通过交替激活和禁用第一E类功率转换器的自激振荡，转换器组件输出电压V_out可被调节以达到转换器组件输出电压V_out的特定目标值。该调节方法往往被称为接通/断开控制。由于上述的第一E类功率转换器和第二E类功率转换器的对应电感器对之间的磁耦合，第二E类功率转换器优选不含对应的输出电压调节回路，并改为被配置成跟踪第一E类功率转换器的运行状态，即接通或断开。以此方式，第二E类功率转换器被配置成第一E类功率转换器的从电路。这意味着第一和第二E类功率转换器的开关频率和对应谐振电压/电流波形大致相同和同步，但是彼此相移约180度。

图5为根据本发明的第五实施例的包括连接到共用整流电路570的第一磁耦合谐振隔离E类转换器572a和第二磁耦合谐振隔离E类转换器572b的谐振DC-DC功率转换器组件550的简化电路图。因此，第一谐振DC-DC功率转换器通过第一谐振隔离E类转换器572a结合共用整流电路570形成，以及第二谐振DC-DC功率转换器通过第二谐振隔离E类转换器572b结合共用整流电路570形成。共用整流电路570具有E类拓扑并且包括电感器Lr1、电容器Cd1、二极管D1和输出端或滤波电容器Cout1。共用整流电路570的输出电压V_out被连接到转换器组件负载R_L。第一谐振隔离E类转换器572a的电流隔离由串联耦接电容器Crt1和Cb1所形成的第一电流隔离屏蔽件提供，以及第二谐振隔离E类转换器572b包括由串联耦接电容器Crt2和Cb2所形成的类似电流隔离屏蔽件。上述的谐振DC-DC功率转换器组件350的对应特征和部件和本谐振DC-DC功率转换器组件550已提供对应的附图标号以易于比较。本领域的技术人员应理解，本谐振DC-DC功率转换器组件550的部件的特性可与上述的DC-DC功率转换器组件350的对应部件的特性相同。在DC-DC功率转换器组件350和本谐振DC-DC功率转换器组件550之间的显著差异在于，在与第一可控半导体开关S1和第二可控半导体开关S2的栅极串联耦接的第一栅极电感器Lg1和第二栅极电感器Lg2之间的磁耦合的相位。在本谐振DC-DC功率转换器组件550中，第一栅极电感器Lg1和第二栅极电感器Lg2被布置或取向成迫使在谐振隔离E类转换器572a和谐振隔离E类转换器572b的对应谐振电压和电流波形之间具有大致0度相移而不是上述的180度相移。栅极串联电感器Lg1、Lg2的布置和取向迫使分别施加于第一可控半导体开关S1和第二可控半导体开关S2的栅极端子554、栅极端子564的第一开关控制信号和第二开关控制信号之间具有约0度相移。谐振隔离E类转换器572a、572b的对应谐振电压和电流波形之间的0度相移允许包括Crt1、Crt2和Lrt1的第一和第二谐振网络的相应输出电压在共用整流电路570的输入端合并或相加，因为它们的同相关系。技术人员应理解，第一和第二谐振网络共享谐振电感器Lrt1。这种电感器共享降低谐振DC-DC功率转换器组件550的部件数量并与两个独立谐振网络的独立电感器的值相比，具有Lrt1的电感并因此其近似大小可以减半的益处。最终，出于上述的原因，第一隔离E类转换器572a和第二隔离E类转换器572b的第一输入电感器Lin1和第二输入电感器Lin2可另选或另外被分别彼此磁耦接，以迫使或强迫在谐振隔离E类转换器572a和谐振隔离E类转换器572b的对应谐振和电流波形之间具有大致0度相移。

图6为根据本发明的第六实施例的的多级谐振DC-DC功率转换器组件600的示意性框图，其包括磁耦合的第一谐振DC-DC功率转换器组件650a和第二谐振DC-DC功率转换器组件650b。多级谐振DC-DC功率转换器组件650包括四个谐振功率转换器672a、672b、674a、674b，其具有跨直流或交流输入电压或电源653串联耦接的相应输入电路。第一谐振DC-DC功率转换器组件650a包括第一对磁耦合功率转换器672a、672b，其具有耦接到共用整流电路670a的相应输出端，其类似于被连接到共用整流电路570的第一谐振隔离E类转换器572a和第二谐振隔离E类转换器572b之间的耦接，如上面结合图5所论述的。第二谐振DC-DC功率转换器组件650b包括第二对磁耦合功率转换器674a、674b，其具有以对应方式耦接到共用整流电路670b的相应输出端。第一和第二谐振DC-DC功率转换器组件的相应输出电压跨滤波电容器COUT被合并或相加，以形成跨转换器组件负载R_L的转换器组件输出电压V_out。在第一对磁耦接功率转换器672a、672b之间的同相磁耦合通过“0度”符号示意性示出，以及在第二对磁耦接功率转换器674a、674b之间的同相磁耦合以相同方式示意性示出。

第一谐振DC-DC功率转换器组件650a另外包括被磁耦合到第二谐振DC-DC功率转换器组件650b的对应电感器的至少一个电感器，以迫使在第一谐振DC-DC功率转换器组件650a和第二谐振DC-DC功率转换器组件650b的对应谐振电压波形之间具有大致180度相移。在第一和第二谐振DC-DC功率转换器之间的反相(180度相移)磁耦合通过示意图上的“180度”符号示意性示出。技术人员应理解，可利用谐振功率转换器672a、672b、674a、674b的多个不同电路拓扑并且其包括常规的转换器拓扑，诸如E类、F类、DE类或SEPIC等。在一个实施例中，谐振功率转换器672a、672b、674a、674b中的每一个与上述的谐振隔离E类转换器572a或572b相同。第一谐振DC-DC功率转换器组件650a的至少一个电感器可例如为谐振隔离E类转换器572a的第一栅极电感器Lg1，其被磁耦接到第二谐振DC-DC功率转换器组件650b的对应栅极电感器Lg1a(未示出)。另选地，第一谐振DC-DC功率转换器组件650a的至少一个电感器可包括第一输入电感器Lin1或共用谐振网络电感器Lrt1，其被磁耦接到第二谐振DC-DC功率转换器组件650b的对应输入电感器或谐振网络电感器(未示出)。最终，技术人员应理解，一个或多个谐振DC-DC功率转换器组件可以以通过对应方式耦接到第二谐振DC-DC功率转换器组件650b的方式被耦接到多级谐振DC-DC功率转换器组件600。