无线功率传输系统以及无线功率传输方法与流程

本申请要求2014年8月25日提交的名称为“经济的高性能无线功率传输技术(cost-effectivehighperformancewirelesspowertransfertechniques)”、申请号为62/041,161的美国临时申请的权益，上述申请以引入的方式并入本文中。

本发明涉及高性能电源，以及在具体实施方式中，涉及无线功率传输(powertransfer，电能传输)系统。

背景技术：

随着技术的进一步发展，无线功率传输(wpt)已成为用于向基于电池的移动设备(例如移动电话、平板电脑、数码相机和/或mp3播放器等)供电或充电的方便有效的机制。无线功率传输系统通常包括原边(primaryside)发送器和副边(secondaryside)接收器。通过磁耦合将原边发送器磁耦合至副边接收器。磁耦合可以实施为松耦合的变压器，松耦合的变压器具有形成在原边发送器中的原边线圈和形成在副边接收器中的副边线圈。

图1示出了无线功率传输系统的框图。图1所示的无线功率传输系统是无线充电联盟(a4wp)组织规定的示例性系统。图1示出的无线功率传输系统包括功率发送器和功率接收器。通过磁耦合，功率从功率发送器传输至功率接收器。

功率发送器包括在功率输入和发送器线圈之间级联连接的发送器dc/dc变换器、功率放大器、阻抗匹配电路和谐振电路。功率发送器还包括发送器蓝牙单元，发送器蓝牙单元具有耦接至接收器蓝牙单元的第一输入/输出以及耦接至功率发送器的dc/dc变换器的第二输入/输出。功率接收器包括在接收器线圈和负载之间级联连接的谐振电路、整流器、接收器dc/dc变换器。功率接收器还包括接收器蓝牙单元，接收器蓝牙单元具有耦接至接收器dc/dc变换器的第二输入/输出。

根据a4wp的标准，功率发送器在从6.765mhz至6.795mhz(标称6.78mhz)的频带内的固定系统频率下运行。发送器将在其输入处的直流功率变换为频带内的高频交流功率。通过谐振电路(通常一个或多个电容器)耦接至功率放大器的发送器线圈形成具有谐振电路的发送器谐振回路(transmitterresonanttank)并且在系统频率产生磁场。通过磁耦合，功率被传输至接收器线圈附近。同样，功率接收器的接收器线圈和谐振电路构成接收器谐振回路。

耦接至接收器线圈的谐振电路和耦接至发送器线圈的谐振电路均可以包括一个或多个电容器。发送器谐振回路的谐振频率和接收器谐振回路的谐振频率被设计为系统频率，系统频率是由功率放大器的开关频率决定的。

为了使功率放大器的功率能力和电参数与功率发送器中的谐振回路的功率能力和电参数匹配，阻抗匹配电路耦接在功率放大器和发送器谐振电路之间，如图1所示。

在功率接收器中的整流器将来自接收器线圈的高频交流功率转换为直流功率，并通过接收器dc/dc变换器将直流功率传送到负载。在图1所示的系统中，对于发送到功率放大器的给定输入电压vin，由于各种因素，例如发送器和接收器之间的耦合效率变化、负载变化等，整流器的输出电压vo可能在宽范围内变化。为了将输出电压控制在可接受范围，可以采用发送器dc/dc变换器来控制发送到功率放大器的电压，并且可以采用接收器dc/dc变换器来进一步调节供给负载的电压。因为输入功率很可能来自被接插到交流电源的ac/dc适配器，发送器dc/dc变换器被实施为dc/dc变换器。类似地，接收器dc/dc变换器通常被实施为dc/dc变换器。负载可以是实际负载，例如集成电路(ic)、电池等。或者，负载可以是下游变换器，例如电池充电器、耦接至实际负载的dc/dc变换器等。

发送器蓝牙单元和接收器蓝牙单元构成在功率接收器和功率发送器之间提供通信信道的蓝牙通信子系统。例如，电压控制信号可以通过此蓝牙通信子系统传送。应该注意的是，其它通信技术，例如wifi、zigbee装置等，也可以用于功率发送器和功率接收器之间的通信。此外，功率接收器和功率发送器之间的带内通信也可以通过调制在功率接收器和功率发送器之间传送的功率信号来执行。

图1所示的系统包括许多级。图1所示的系统中的许多部件可能有高电压/电流应力。因此，图1所示的系统是复杂的系统，这导致高成本低效率。

技术实现要素：

通过提高无线功率传输系统的效率的本发明的优选实施方式，通常解决或规避了上述的以及其它问题，并且实现了技术优点。

根据一个实施方式，一种系统，包括：耦接至电源的原边开关网络，其中所述原边开关网络包括多个功率开关；耦接至所述多个功率开关的原边谐振回路，其中所述原边谐振回路的谐振电容器由第一可变电容网络形成，并且其中调制所述第一可变电容网络以通过降低开关在接通瞬间的电压电平和电流电平来改善所述多个功率开关的软开关(softswitching，软切换)；以及耦接至所述原边谐振回路的原边线圈。

根据另一实施方式，一种方法，包括：检测表示原边开关网络的功率开关在导通过程(turn-ontransition)时的电流电平的信号，其中所述原边开关网络被耦接至原边谐振回路，所述原边谐振回路具有由包括多个开关-电容器网络的第一可变电容网络形成的谐振电容器；以及调制所述第一可变电容网络的电容以通过降低所述功率开关在所述导通过程时的电压电平和电流电平来改善所述功率开关的软开关。

根据又一实施方式，一种方法，包括：提供无线功率传输系统，所述无线功率传输系统包括磁耦合至第一接收器的发送器，其中所述发送器包括：耦接至输入电源的功率放大器、包括第一可变电容网络的发送器谐振回路以及耦接至所述发送器谐振回路的发送器线圈，并且所述第一接收器包括：包括第一接收器可变电容网络的第一接收器谐振回路以及耦接至所述第一接收器谐振回路的第一接收器线圈。

该方法进一步包括：调制所述第一可变电容网络的电容使得所述功率放大器的开关实现改善的软开关条件。

本发明优选实施方案的优点是通过调节无线功率传输系统的至少一个谐振部件而改善了无线功率传输系统的性能。

前面已经相当广泛地概述了本发明的特征和技术优点，以便于可以更好地理解以下对本发明的详细描述。下面对构成本发明的权利要求的主题的其它的特征和优点进行描述。本领域技术人员应当意识到可以容易地以本发明揭露的概念和具体实施方式为基础，修改或设计用于实现本发明的相同目的的其它结构或流程。本领域技术人员应当意识到这些等效构成没有背离所附权利要求书中阐述的本发明的精神和范围。

附图说明

为了更全面地理解本发明及其优点，参考以下结合附图的描述，其中：

图1示出了无线功率传输系统的框图；

图2示出了根据本公开各种实施方式的无线功率传输系统的功率发送器的第一实施例的框图；

图3示出了根据本公开各种实施方式的无线功率传输系统的框图；

图4示出了根据本公开各种实施方式的图3所示的无线功率传输系统的第一emi滤波器的第一示例性实施例的示意图；

图5示出了根据本公开各种实施方式的图4所示的谐波陷波电路的第一示例性实施例的示意图；

图6示出了根据本公开各种实施方式的具有阻抗匹配电路的无线功率传输系统的示意图；

图7示出了根据本公开各种实施方式的与图6所示的无线功率传输系统相关的各种波形；

图8示出了根据本公开各种实施方式的基于可变电容技术启用的受控谐振的具有更高效率的无线功率传输系统的框图；

图9示出了根据本公开各种实施方式的由谐振调制技术控制的无线功率传输系统的框图；

图10示出了根据本公开各种实施方式的图9所示的无线功率传输系统的示意图；

图11示出了根据本公开各种实施方式的无线功率传输系统的反馈控制系统的实施例的框图；

图12示出了根据本公开各种实施方式的与具有在发送器和接收器线圈之间的弱耦合的无线功率传输系统相关的各种波形；

图13示出了根据本公开各种实施方式的与具有图12的相同耦合的无线功率传输系统相关的各种波形；

图14示出了根据本公开各种实施方式的与在发送器线圈和接收器线圈之间具有更强耦合的无线功率传输系统相关的各种波形；

图15示出了根据本公开各种实施方式的可变容量网络的示意图；

图16示出了根据本公开各种实施方式的零电压开关非对称半桥变换器的示意图；

图17示出了根据本公开各种实施方式的与图16所示的零电压开关非对称半桥变换器相关的各种波形；

图18示出了根据本公开各种实施方式的与以超轻负载模式运行的零电压开关非对称半桥变换器相关的各种波形；

图19示出了根据本公开各种实施方式的图16中采用的集成磁性结构的截面图。

除非另有说明，否则不同附图中的相应数字和符号通常是指相应的元件。附图的绘制是为了清楚地图示不同实施方式的相关方面，而不一定是按比例绘制。

具体实施方式

以下对目前优选的实施方式的制造和使用进行详细讨论。然而，应当理解的是，本发明提供了许多可应用的发明概念，其可以在各种各样的特定场景中具体化。所讨论的具体实施方式仅用于示例说明制造和使用本发明的具体方式，而并不限制本发明的范围。

本发明将描述关于特定场景中的优选实施方式，即具有多个可变电容网络的无线功率传输系统。然而，本发明也可应用于各种其它功率系统。下文中，将参考附图详细说明各种实施方式。

图2示出了根据本公开各种实施方式的无线功率传输系统的功率发送器的第一实施例的框图。功率发送器200包括在功率输入vin和发送器线圈之间级联连接的功率变换器202、功率放大器204、可选的阻抗匹配电路206以及谐振电路208。功率发送器200还包括通信装置212和频率生成单元214。由通信装置212产生的参考时钟被供给频率生成单元214。频率生成单元214生成被供给功率放大器204的系统频率信号，如图2所示。

为了满足无线功率传输系统的严格的emc要求，可能要求功率发送器200的功率放大器204提供正弦形状的电流或电压。要求被供给发送器线圈的这样的正弦形状的电流或电压在工业、科学及医学(industrial，scientificandmedical(ism))频带内。为了将功率放大器204产生的电压或电流信号维持在ism带内，需要高精度部件来生成系统频率信号。

图2示出了基于通信系统中的频率信号生成系统频率信号的机制。在无线功率传输系统中，可以有多个时钟可用。例如，蓝牙装置可以具有多个系统时钟，例如3.2khz本地时钟、参考时钟、其它高精度导出的时钟、以及与其物理rf信道的rf载波频率对应的rf时钟。系统时钟和rf时钟可以用于生成参考信号fr，如图2所示。在一些实施方式中，系统时钟具有低频率。这样的低频率信号能够传送较长的距离，而不会引起噪声问题。因此，可以采用系统时钟作为功率放大器204的参考频率。可以通过使用简单电路，例如基于计数器的倍频器、频分器等，生成图2所示的系统频率fs。频率生成单元214可以包括上述简单电路，生成具有在指定频带内的频率的系统频率信号fs。

在一些实施方式中，系统频率fs具有参考频率fr的k倍的频率，其中k为整数。在替代实施方式中，系统频率fs具有等于参考频率fr除以k的频率。在一些实施方式中，系统频率fs被发送给功率放大器204，并用于控制功率放大器204的开关。

在一些实施方式中，频率生成单元214是通信装置的一部分。功率放大器的其它控制和保护功能可以通过微控制器、状态机或其它电路实施，并且可以与蓝牙功能集成到一个ic。在替代实施方式中，频率生成单元214是功率放大器204的一部分。此外，频率生成单元214可以实施为在通信装置212和功率放大器204之间的独立部分。

辐射rf发射对于在无线功率传输系统中的emc合规性是非常重要的关注点。一个重要的考虑因素是降低由发送器线圈和接收器线圈中的电流引起的干扰。为此，采用emi滤波器以减少转发器线圈中的电流的高频分量以及接收器线圈中的电流的高频分量。

图3示出了根据本公开各种实施方式的无线功率传输系统的框图。图3所示的无线功率传输系统300的框图类似于图1所示的框图，但是第一emi滤波器302耦接在功率发送器的功率放大器和谐振电路之间，并且第二emi滤波器312耦接在功率接收器的谐振电路和整流器之间。为了简单起见，这里仅仅详细描述了第一emi滤波器302和第二emi滤波器312。应当注意的是，图1所示的阻抗匹配电路可以放在第一emi滤波器302之前或之后。此外，阻抗匹配电路可以是第一emi滤波器302的一部分。

在一些应用中，仅在功率发送器或者仅在功率接收器中有emi滤波器也是可行的。在一些实施方式中，图3所示的emi滤波器可以具有不同的配置，例如低通滤波器、带通滤波器以及其它合适的拓扑结构。在一些实施方式中，图3所示的emi滤波器可包括形成具有一个或多个谐振频率的谐振电路的电感器和电容器。将参照图4和5描述emi滤波器的详细结构。

图4示出了根据本公开各种实施方式的图3所示的无线功率传输系统的第一emi滤波器的第一示例性实施例的示意图。图4示出了功率发送器耦合至功率接收器。为了简洁起见，并没有示出功率接收器的详细示意图。功率发送器包括功率放大器402、emi滤波器404以及包括串联连接在vin和发送器线圈lt之间的crt的谐振电路。

在一些实施方式中，功率放大器402被实施为如图4所示的d类功率放大器。功率放大器402包括在vin的两端子之间串联连接的开关s1和s2。开关s1和s2的共同节点连接到emi滤波器404的输入。应当注意的是未示出阻抗匹配电路。根据不同的应用和设计需要，阻抗匹配电路可以放置在emi滤波器404之前或之后。

emi滤波器404包括电感器l1、l2、l3和l4以及电容器c1、c2、c3和c4。如图4所示，l1和c1并联连接。l2和c2并联连接。l3和c3串联连接。l4和c4串联连接。在一些实施方式中，l1和c1构成第一谐波势阱电路(harmonictrapcircuit)；l2和c2构成第二谐波势阱电路；l3和c3构成第一谐波陷波电路(harmonicnotchcircuit)；l4和c4构成第二谐波陷波电路。

应当注意的是，图4示出了在每个谐波抑制电路中仅仅包括一个电容器。这仅仅是示例。图4所示的各个谐波抑制电路可以包括数百个这样的电容器。这里示出的电容器数量仅限于为了清楚地说明各个实施方式的创造性方面。本发明不限于任何特定数量的电容器。

谐波势阱电路和谐波陷波电路的谐振频率可以被设置为将抑制谐波的频率。在一些实施方式中，谐波势阱电路和相应的谐波陷波电路可以具有相同的谐振频率。例如，在图4中，包括l1和c1的第一谐波势阱电路以及包括l3和c3的第一谐波陷波电路可以被设计用于抑制三次谐波。由于三次谐波是主导谐波，与其它高次谐波相比需要更多的滤波。使用第一滤波势阱电路和第一滤波陷波电路两者抑制三次滤波帮助emi滤波器实现更好的谐波抑制。

在一些实施方式中，包括l2和c2的第二谐波势阱电路可以被设置用于抑制五次谐波。包括l4和c4的第二谐波陷波电路可以被设置用于抑制七次谐波。这样，将显著减少三次、五次及七次谐波电流，而且还可以抑制其它高次谐波。结果，转发器线圈lt中的电流将会基本是正弦的。应当注意的是，为了实现更好的系统性能，期望在图4中示出的任何谐波势阱电路具有低电感路径并且在图4中示出的任何谐波陷波电路具有低电容路径。这样的配置帮助减少对在基本频率运行的无线传输系统的影响。应当注意的是，基本频率等于或约等于无线功率传输系统的系统频率。

在实际的滤波器实施中，确保emi滤波器的关键谐振频率与它们的规定频率匹配是非常重要的。例如，谐波势阱电路和谐波陷波电路的谐振频率接近期望值是合适的。为了以最小成本和努力实现这一点，图4中示出的一些电感器和电容器可以用合适的半导体制造过程集成到一个封装中。可以在半导体制造过程中微调(trim，修整)电感器和/或电容器的值，从而实现所需的谐振频率。将参照图5在下文中描述详细的微调过程。

图5示出了根据本公开各种实施方式的图4所示的谐波陷波电路的第一示例性实施例的示意图。图4所示的谐波陷波电路包括l3和c3。在图5所示的谐波陷波电路的第一实施例中，c3可以由多个电容器替代。如图5中所示，c3是包括c10、c11、c12、c13和c14的可微调(trimmable)电容器。

在一些实施方式中，l3和c3可以在相同的衬底上制造。使用第一半导体制造过程在半导体衬底上制造电容器c3。在包含电容器c3的半导体衬底上制造电感器l3。在替代实施方式中，在单独的半导体衬底上制造l3，然后将其堆叠在包括电容器c3的半导体衬底上。此外，在被耦接至包含电容器c3的半导体衬底的单独衬底上制造l3。此外，l3可以为耦接至包含电容器c3的封装的分离元件。以上制造过程是本领域公知的，因此不在本文进行更详细的讨论。

在一些实施方式中，图5所示的所有电容器是被制造在半导体衬底上的电容器。在替代实施方式中，至少一个电容器(例如电容器c10)是耦接至半导体衬底(其它电容器制造于该半导体衬底上)上的分离电容器。分离电容器的电容大于制造于半导体衬底上的电容器的总电容。

如图5所示，电容器c10和电感器l3串联连接。电容器c11和第一微调器件f11串联连接并且进一步与电容器c10并联连接。同样，电容器c12和第二微调器件f12串联连接并且进一步与电容器c10并联连接；电容器c13和第三微调器件f13串联连接并且进一步与电容器c10并联连接；电容器c14和第四微调器件f14串联连接并且进一步与电容器c10并联连接。应当认识到，尽管图5示出了包括四个微调器件以及它们的相应电容器的可微调电容器c3，但是可微调电容器c3可以容纳任何数量的微调器件及它们的相应电容器。

在可微调电容器c3的制造过程中，各个微调器件最初处于短路状态。取决于设计需要，图5所示的微调器件可以变为开路，从而改变可微调电容器c3的总电容。在一些实施方式中，图5所示的微调器件可以实施为任何合适的半导体元件，例如金属连线(“metaltrace”)、熔断器、低值电阻器或通过向其施加电能或者通过机械力(例如激光切割)而具有从短路(低电阻)状态到开路(高电阻)状态的值变化的任何类似的部件。

在制造过程中，各种因素可能影响l3和c10的最终值。此外，耦接在l3和c10之间的互连部件可能导致lc谐振网络的谐振频率的进一步不准确。通过改变微调器件的状态，可以通过选择与c10并联连接的电容器的数量来提高谐振频率的精度。

在一些实施方式中，图5所示的电容器遵循倍数关系，以便简化微调过程。具体地，c11的电容等于c10的电容的一半；c12的电容等于c11的电容的一半；c13的电容等于c12的电容的一半；c14的电容等于c13的电容的一半。

这些微调器件的值可以在制造过程中通过评估电容器c3和电感器l3的实际值或通过评估lc网络的阻抗来决定。例如，在l3和c3已经被制造到封装上之后，可以使用并联连接的所有电容器c10到c14来测试图5所示的点a和点b之间的阻抗，以找到lc串联谐振电路的谐振频率。通过将测量出的谐振频率与期望的谐振频率进行比较，可以计算出待微调掉的电容的百分比。然后，相应的微调器件可以变成开路状态以获得c3的适当电容。

应当注意，上面参照图5描述的微调处理仅仅是示例。本领域技术人员将会理解，微调过程可以适用于图4所示的其它emi元件。

诸如多个谐波势阱电路和谐波陷波电路的复杂lc网络，或者甚至图4所示的emi滤波器可以以类似的方式借助于半导体制造过程被集成到封装中。为了获得期望的谐振频率，可以以类似于图5所示的方式微调多个电容器。

应当注意，当微调处理可应用于并联的多个分支时，重要的是并联连接不应在封装内部连接。例如，如果图4所示的emi滤波器的c3和/或c4需要微调，则图4中所示的点a和点b应分别连接到封装的两个单独的互连引脚，而不是在封装内部短路。通过在封装外部连接这些点，可以正确地测量每个分量的值以及每个分支(例如，由l3和c3组成的一个分支以及由l4和c4组成的另一分支)的阻抗。在一些实施方式中，这两个互连引脚可以通过稍后在系统板上的金属连线连接在一起。以这种方式，滤波器功能将在系统级执行，而滤波器元件的并联分支可以被分别微调，因为这两个分支在微调处理期间彼此分离。

应当注意，图4和图5中所示的emi滤波器拓扑仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代和修改。还应当注意，图4和图5中所示的emi滤波器的全部或部分可以通过使用合适的制造过程与功率放大器和/或线圈集成。

图6示出了根据本公开的各种实施方式的具有阻抗匹配电路的无线功率传输系统的示意图。无线功率传输系统600包括发送器602和接收器612。发送器602包括由串联连接的s1和s2形成的功率放大器604、阻抗匹配电路606、由耦接在vin和发送器线圈lt之间的crt形成的发送器谐振电路。接收器612包括由crr形成的接收器谐振电路、由d1和d2形成的整流器以及耦接在接收器线圈lr和负载之间的输出电容器co。

阻抗匹配电路606包括第一电感器l1、第二电感器l2和第一电容器c1。如图6所示，第一电感器l1和第二电感器l2串联连接。第一电容器c1连接到第一电感器l1和第二电感器l2的共同节点。

在一些实施方式中，基于无线功率传输系统600的阻抗匹配要求来计算l1、l2和c1的值。然而，如果仅基于计算出的值选择这些分量，则s1和s2可能不能实现软开关。结果，功率放大器中的功率损耗可能过高。在一些实施方式中，c1的值可以被调整为稍微远离c1的计算值的值。通过调整c1的值，功率放大器604可实现软开关，并且对阻抗匹配电路606的阻抗匹配功能具有最小的影响。

图7示出了根据本公开的各种实施方式的与图6所示的无线功率传输系统相关的各种波形。图7的水平轴表示时间间隔。水平轴的单位是纳秒。可以有四个垂直轴。第一垂直轴y1表示开关s2的漏极到源极两端的电压(vsw)，开关s2的栅极驱动电压(vs2g)和输出电压vo。第二垂直轴y2表示流经第一电感器l1的电流(isw)和第一电容器c1两端的电压(vc1)。第三垂直轴y3表示流经发送器线圈lt的电流(it)和电容器crt两端的电压(vcrt)。第四垂直轴y4表示流经接收器线圈lr的电流(ir)和电容器crr两端的电压(vcrr)。

从vsw的波形可以清楚地看出，功率开关(例如，功率开关s2)在大约等于零的电压下导通。结果，实现软开关。vs2g是s2的栅极驱动电压。如图7所示，vs2g在vsw减小到大约等于零的电压之后开始上升。应当注意，上述软开关是通过响应于不同的运行条件(例如不同的输出功率和/或不同的输入电压)来调整c1的电容来实现的。此外，c1的电容的调节也与发送器线圈的电感、接收器线圈的电感和/或发送器线圈和接收器线圈之间的耦合的变化相关。

为了在宽范围的运行条件下维持软开关而不在发送器中的功率部件上引起过大的电流和电压应力，最好自适应地改变c1的电容。本申请的同一发明人的名为“高效率高频谐振功率转换(highefficiencyhighfrequencyresonantpowerconversion)”的美国专利申请14/177,049公开了自适应地改变电容的技术。这样的技术可以应用于本申请，以便实时改变c1的电容。换句话说，c1的电容可以根据不同的系统需要动态地调整或调制。

图8示出了根据本公开的各种实施方式的基于由可变电容技术的受控谐振的具有更高效率的无线功率传输系统的框图。除了使用发送器控制器802和接收器控制器812分别调整发送器谐振电路和接收器谐振电路的电容之外，图8所示的无线功率传输系统800的结构与图3所示的结构类似。

发送器控制器802从发送器中的输入功率变换器、功率放大器、发送器谐振回路和蓝牙通信单元取得信息。基于该信息，发送器控制器802能够通过调制被耦接至发送器线圈的发送器谐振电路中的电容和/或电感来调整功率发送器的运行。此外，发送器控制器802能够动态地改变功率放大器中的开关的时序，并改变供给功率放大器的输入电压vin。

接收器控制器812从接收器中的输出功率变换器、整流器vo的输出电压、接收器谐振电路和蓝牙通信单元取得信息。基于该信息，接收器控制器能够通过调制被耦接到接收器线圈的接收器谐振回路中的电容和/或电感来调节接收器的运行。

以这种方式，本地控制器(例如，发送器控制器802和接收器控制器812)提供快速控制动作，而蓝牙通信单元可以提供缓慢的控制和调节功能。应当注意，阻抗匹配电路对于图8中所示的系统是可选的，并且在大多数时间可能不需要，因此，为了简洁起见在图8中未示出。

具有上述电容调制技术的一个有利特征是发送器谐振电路和接收器谐振电路的谐振频率可以动态地微调，使得谐振频率等于或大致等于无线功率传输系统的系统频率(例如，在基于a4wp的系统中为6.78mhz)。结果，提高了无线功率传输系统800的效率。

具有上述电容调制技术的另一个有利特征是可以改进包括在功率发送器和功率接收器之间的功率传输的功率处理。例如，可以通过调制电容来调节输出电压vo。这种调整后的输出电压有助于节省图8所示的输出功率变换器和/或输入功率变换器。结果，可以降低系统成本。下面将参照图9至图15描述该有利特征的详细实施例。

图9示出了根据本公开的各种实施方式的由谐振调制技术控制的无线功率传输系统的框图。无线功率传输系统900类似于图8所示的系统，除了由于将谐振调制技术应用于无线功率传输系统而将图8所示的输入功率变换器和输出功率变换器两者去除之外。

在无线功率传输系统900中，通过调制发送器谐振电路和接收器谐振电路中的谐振频率值来实现功率开关的功率控制、输出电压调节和软开关运行。使用谐振调制技术来动态地调整谐振回路的阻抗，从而控制无线功率传输系统900的无功功率和有功功率。

调整有功功率和无功功率以维持系统的最佳运行是很重要的。特别地，提供给功率发送器的功率接收器的阻抗可以通过调制功率接收器的阻抗来调节。因此，功率接收器的阻抗的调制起到类似于阻抗匹配电路的功能的作用。换句话说，可以通过调制功率接收器的阻抗来替换接收器中的阻抗匹配电路(未示出)。结果，不需要在功率接收器和/或功率发送器中具有单独的阻抗匹配电路。

图10示出了根据本公开的各种实施方式的图9所示的无线功率传输系统的示意图。无线功率传输系统1000包括通过磁耦合耦合在一起的功率发送器1002和功率接收器1012。功率发送器1002和功率接收器1012之间的耦合的强度由耦合系数k量化。在一些实施方案中，k在约0.05至约0.9的范围内。虽然在图10中仅示出了一个接收器，但是多个接收器可以耦合至功率发送器1002。

功率发送器1002包括在vin和发送器线圈lt之间串联连接的功率放大器1004、发送器emi滤波器1006、发送器谐振电路1008。功率放大器1004被实施为包括开关s1和s2的d类功率放大器。图10所示的功率放大器1004是电压馈送半桥拓扑。应当注意，图10所示的功率放大器1004的功率拓扑仅仅是示例。本领域技术人员将认识到，可以有许多替代、变化和修改。例如，可以采用其它合适的电压馈送拓扑，例如全桥变换器、推挽变换器。此外，还可以使用诸如e类和电流馈送推挽拓扑的电流馈送拓扑。

发送器emi滤波器1006包括电感器l1、l2、l3和l4以及电容器c1、c2、c3和c4。如图10所示，l1和c1并联连接。l2和c2并联连接。l3和c3串联连接。l4和c4串联连接。在一些实施方式中，l1和c1形成第一谐波势阱电路；l2和c2形成第二谐波势阱电路；l3和c3形成第一谐波陷波电路；l4和c4形成第二谐波陷波电路。

发送器谐振电路1008包括谐振电容器crt。crt可以实施为具有可变电容的电容器。例如，crt可以实施为如美国专利申请14/177,049中所述的电容器和开关网络。可以通过根据不同的系统运行条件控制被施加到电容器和开关网络中的开关的栅极信号来调制crt的电容。电容器和开关网络中的电容器和开关的布置被设计为使得电容器和开关网络能够产生大量的电容变化步长，其在宽范围内提供crt的电容的几乎连续的变化。

功率接收器1012包括在负载和接收器线圈lr之间串联连接的整流器1014、接收器emi滤波器1016、接收器谐振电路1018。接收器emi滤波器1016包括电感器l5、l6和l7以及电容器c5、c6和c7。如图10所示，l5和c5并联连接。l6和c6串联连接。l7和c7串联连接。在一些实施方式中，l5和c5在接收器emi滤波器1016中形成谐波势阱电路；l6和c6在接收器emi滤波器1016中形成第一谐波陷波电路；l7和c7在接收器emi滤波器1016中形成第二谐波陷波电路。

整流器1014包括二极管d1和d2。在替代实施方式中，d1和d2也可以实施为同步整流器。例如，控制mosfet来模拟二极管功能。此外，整流器1014可以由诸如双极结型晶体管(bjt)器件、超级结晶体管(sjt)器件、绝缘栅双极晶体管(igbt)器件和/或基于氮化镓(gan)的功率器件等其它类型的可控器件形成。整流器1014的详细运行和结构在本领域中是公知的，因此这里不再讨论。

接收器谐振电路1018包括谐振电容器crr。crt可以实施为具有可变电容的电容器。例如，crr可以实施为如美国专利申请14/177,049中所述的电容器和开关网络。可以通过根据不同的系统运行条件控制被施加到电容器和开关网络中的开关的栅极信号来调制crr的电容。电容器和开关网络中的电容器和开关的布置被设计为使得电容器和开关网络能够产生大量的电容变化步长，其在宽范围内提供crr的电容的几乎连续的变化。

lt和lr分别是发送器1002的发送器线圈和接收器1012的接收器线圈。在运行中，lt和lr物理上接近地放置，使得它们的磁场耦合在一起。lt和lr之间的耦合取决于这两个线圈的相对位置和取向，因此在实际的无线功率传输系统中可以在宽范围内变化。

负载可以是诸如集成电路(ic)、电池等的实际负载。或者，负载可以是下游变换器，例如电池充电器，耦合到实际负载的dc/dc变换器等。

在一些实施方式中，输出电压vo是稳定的电压。在替代实施方式中，输出电压vo维持在一个被指定的范围内。无线功率系统1000的输出功率等于输出电压vo乘以输出电流io。在一些实施方式中，输出电流io以及输出功率po可以根据不同的运行条件在宽范围内变化，而输出电压vo是稳定的电压或在窄范围内变化(例如，+/-10％的调整后电压)。

如以上参照图10所述，crt和crr都可以根据不同的系统运行条件而被调制。因此，可以存在从调制crt和crr导出的两个控制变量。一个控制变量可以用于控制输出电压以及输出功率。另一控制变量可以用于改善无线功率传输系统的性能，例如提高效率、降低电压和电流应力和/或最大化功率传输等。

可以通过提高无线功率传输系统的效率来实现性能改进。由于无线功率传输系统是一个复杂的系统，因此提高这种复杂系统的效率是一个缓慢而困难的过程。在一些实施方式中，可以通过基于以下两个原理运行功率放大器来实现更好的效率。

根据实现软开关的第一原理，如果在s1和s2两端的电压等于或近似等于零时s1和s2导通，则s1和s2都可以实现软开关。根据第二原理，当在s1和s2的导通过程期间功率放大器1004的电流isw保持为低时，可以进一步改善无线功率传输系统的效率，因为较低的isw有助于减少开关损耗以及s1和s2的导通损耗。换句话说，为了实现更好的软开关条件，isw应当在一定程度上滞后电压vsw。例如，无线功率传输系统应该在功率放大器1004的输出端口处具有仅仅足够的感性无功功率，使得s1和s2两端的电压可以在s1和s2的导通过程之前降低到等于或近似等于零的电平。

根据第一原理，可以通过监控功率开关s1两端的电压和/或功率开关s2两端的电压来实现效率提高。更具体地，监控功率开关(例如，s2)两端的电压包括：在导通栅极驱动信号施加到功率开关的栅极之前，确定功率开关两端的电压是否降低到等于或近似等于零的电压。

根据d类功率放大器的工作原理，上开关s1和下开关s2的控制时序应当是对称的。然而，可能期望只监控d类功率放大器的一个开关两端的电压(例如，下开关s2两端的电压)。为了确保可靠和鲁棒的运行，s1和s2的控制时序可以被调整为稍微不对称，使得s1容易实现软开关。因此，就不需要监控s1的电压。例如，可以使开关周期中的s1的导通时段略长于s2的导通时段。结果，当s2在相同的运行模式期间仍然经历还在硬开关时，s1就可以实现零电压导通。换句话说，当s2实现零电压开关时，s1也实现零电压开关，因为上述系统配置确保s1与s2相比更容易实现零电压开关。

应当注意，监控s2两端的电压以实现s1和s2的零电压开关仅仅是示例。本领域技术人员将认识到，在替代实施方式中，实现s1和s2的零电压开关可以通过监控s1两端的电压来实现。

根据实现软开关的第二原理，可以通过监视图10所示的isw来实现效率提高。在一些实施方式中，isw的峰值或均方根值可以用作实现软开关的指示符。或者，在接通/断开s1和/或s2的瞬间的isw的值也可以用作电流测量信号，以实现更好的软开关。

在一些实施方式中，可以通过在isw等于或近似等于零时接通s1和s2来提高效率。为了最小化开关噪声对监控s2的软开关条件的影响，可能最好测量在即将断开s1之前的瞬间或紧接着接通s2之后的瞬间的isw的瞬时值。此外，可以将合适的偏移添加到测量出的电流信号中，使得可以获得对在开关接通瞬间和/或开关断开瞬间的电流的更好的掌握。

根据不同的设计和应用，由于功率放大器中或周围的噪声环境，可能难以在高频下获得准确、干净的电流测量。作为替代，通过监控isw的软开关可以用监测开关过程中s1或s2两端的电压来代替。假设s2两端的电压(vsw)用于此目的，并且s2的导通过程用作示例，则可能有三种情况要考虑。下面将详细描述这三种情况。

在第一种情况下，参考回图7，在s2导通之前，vsw减小到近似等于零的电压。如图7所示，恰好在s2导通之前或在s2的体二极管开始导通的时间段内，vsw的导数是高的。应注意，vsw的实际值应为负。vsw的绝对值近似等于零。这样的vsw的高导数值表明在s2的导通或s1的断开时isw太高。换句话说，感性无功功率在系统中相对较高。应当注意，在该过程期间isw应该是正的，以实现s2的软开关。图12示出isw相对高并且体二极管导通的时段(s2的体二极管)相对长。crt或crr可以被调节以减小功率放大器的输出端口处的感性无功功率。例如，可以减小crt的电容，以便减小功率放大器的输出端口处的感性无功功率。

在第二种情况下，在s1导通之前，vsw被减小到近似等于零的电压，并且在s2被导通或s2的体二极管开始导通之前，vsw的导数为低或近似等于零。这样的vsw的低导数表明电流isw处于用于实现软开关的正确值。不需要进一步调节crt和/或crr。与第二种情况相关的波形在图13和图14中示出。

在第三种情况下，当s1导通时，vsw的值比较大(significantvalue)，没有实现软开关。这表明在开关瞬间电流isw太小(甚至可能为负)，并且功率放大器的输出端口处的无功功率太小或者是电容性的。应调整crt或crr以增加功率放大器输出端口处的感性无功功率。例如，应当增加crt的电容，以便增加功率放大器的输出端口处的感性无功功率。

应当注意，s1的导通和s2的导通之间的死区时间也可以被调整以实现更好的软开关结果。如果需要，这可以与上述电容调制技术同步地执行。

如上所述，电压信号vsw的导数可以用于指示是已经实现软开关还是需要基于电容调制技术的调整。电压信号vsw的导数可以通过软件方式和/或硬件方式获得。软件方式可以被实施为数字微分器等。硬件方式可以被实施为rc网络、rc网络和运算放大器的组合等。上述软件方式和硬件方式在行业中是众所周知的，因此这里不再详细讨论以避免重复。

在一些实施方式中，如果开关两端的电压(例如，vsw)的值及其导数在开关接通的瞬间都处于等于或近似等于零的值，则已实现更好的软开关条件。因此，可以通过添加软开关观察器(未示出，但在图11中示出)来确定更好的软开关条件，以监控开关两端的电压(例如，vsw)和/或流经开关的电流(例如isw)。基于上述电容调制方案(三种情况)，可以相应地调节crt和/或crr的值。

软开关观察器的输出可以确定系统是否应当增加或减小crt和/或crr的电容。此外，调整步骤取决于软开关观察器的输出。例如，调整步骤可以取决于在s2的前一接通瞬间的isw的值或vsw的导数。可以包括滤波器，以根据在s2的最后几个接通瞬间的isw的值和/或vsw的导数滤除可能的噪声。

软开关观察器的输出可以以下面的方式构造。首先，当功率放大器已经实现软开关并且不需要进一步调整时，软开关观察器的输出生成零。第二，当功率放大器已经实现软开关，但是无线功率传输系统的感性无功功率太高(当开关接通时开关电流过高)时，软开关观察器的输出生成正值。由软开关观察器生成的正值的值指示调节速度和/或调节步长。第三，当功率放大器尚未实现软开关，无线功率传输系统的感性无功功率太低并且需要增加时，软开关观察器的输出生成负值。负值的绝对值指示调整速度和/或调整步长。

在一些实施方式中，对isw进行采样可以与功率放大器的功率开关的切换同步。也可以基于进行采样时的运行条件进一步分析采样信号。例如，可以考虑当进行采样时开关是否是软开关接通的。此外，可以在采样处理或分析处理中采用滤波功能，以进一步减少噪声并获得适当的输出。

应当注意，软开关观察器的输出可以以各种方式构建。例如，可以将偏移添加到软开关观察器的输出，使得系统避免处理软开关观察器的输出处的负值。还应当注意，上述crt和/或crr的调节可以以数字方式或以模拟方式实现。

上述电容调制技术可以应用于其它功率放大器拓扑，例如推挽功率放大器、e类功率放大器等。通过在开关的接通瞬间或断开瞬间的电流信息直接评估和调节功率放大器中的功率开关的软开关条件，可以针对运行条件变化(例如输入电压变化、输出负载变化、温度变化、开关寄生电容变化和开关参数变化，以及电路参数变化，包括电感和电容变化以及耦合变化)实现更好的软开关条件。

当软开关观察器生成其表示电容调制步长和速度的输出时，还可以考虑emi滤波器(例如，发送器emi滤波器和接收器emi滤波器)和其它辅助电路(例如，阻抗匹配电路)对开关的软开关的影响。总之，通过上述电容调制技术，该系统不仅实现了功率开关的软开关(从而实现了更低的功率损耗、更高的器件可靠性和更低的噪声)，而且还确保了无功功率和电流应力处于最小值，同时提供所需的输出功率。具有上述电容调制技术的一个有利特征是可以在设计中同时实现高性能和低成本。

在图10所示的系统中，可以存在具有两个控制变量(即crt的电容和crr的电容)的反馈控制系统。可以通过调整这两个控制变量来控制控制系统的两个输出。在一些实施方式中，控制系统的一个输出是接收器的输出电压或输出功率。控制系统的另一个输出是功率开关的软开关条件。

在一些实施方式中，反馈控制机制可以用于确定控制变量的值。根据反馈控制机制，控制系统输出可以用作反馈控制器的输入。crr的调制改变被反映在发送器中的接收器功率电路的阻抗的实部和虚部，因此影响无线功率传输系统中的有功功率和无功功率。crt的调制仅改变发送器电源电路中的阻抗的虚部。此外，crt的调制改变流经发送器线圈的电流的大小，从而影响无线功率传输系统中的无功功率和有功功率。crt的电容和/或crr的电容的变化将引起导致vo或po的变化的有功功率变化和导致软开关条件的变化的无功功率变化。因此，该反馈控制系统中存在两个输出。在一些实施方式中，可以采用双输入和双输出控制器来实现上述反馈控制功能。这种双输入和双输出控制器可以利用通过蓝牙通信信道传送的信息来构建。在替代实施方式中，可以通过使用发送器和/或接收器(多个接收器)中的多个本地控制器来实施快速控制机制。

图11示出了根据本公开的各种实施方式的无线功率传输系统的反馈控制系统的实施例的框图。无线功率传输系统1100包括通过磁耦合耦合在一起的功率发送器1102和功率接收器1112。应当注意，尽管图11示出了一个功率接收器耦合到功率发送器1102，但是多个功率接收器可以可替换地包括在无线功率传输系统1100中。

功率发送器1102包括软开关观察器1104、控制和保护单元1106和发送器蓝牙通信单元1108。如图11所示，软开关观察器1104可以接收两个输入信号，即isw和vsw，并且生成被耦合到控制和保护单元1106的第二输入的输出。软开关观察器1104还可以使用在发送器控制系统中内部生成的s1和s2的栅极时序信息。控制和保护单元1106具有接收vin的第一输入、接收流经发送器线圈的电流it的第三输入和接收crt两端的电压vcrt的第四输入。控制和保护单元1106具有连接到发送器蓝牙通信单元1108的输入/输出。控制和保护单元1106具有用于控制s1和s2的栅极时序的第一输出和用于调制crt的电容的第二输出。

功率接收器1112包括电压/功率调节器1114、保护单元1116和接收器蓝牙通信单元1118。如图11所示，电压/功率调节器1114可以接收两个输入信号，即vo和io。电压/功率调节器1114还可以从接收器蓝牙通信单元1118和/或保护单元1116接收信号。电压/功率调节器1114产生馈送到保护单元1116的第一输入的输出信号。保护单元1116具有接收流经接收器线圈的电流ir的第二输入和接收crr两端的电压vcrr的第三输入。保护单元1116具有连接到接收器蓝牙通信单元1118的输入/输出。保护单元1116可以具有用于当整流器被实施为同步整流器时控制d1和d2的栅极时序的第一输出，以及用于调制crr的电容的第二输出。应当注意，只有当由d1和d2形成的整流器被同步整流器代替时，d1和d2的栅极时序才适用于d1和d1。如图11所示，接收器蓝牙通信单元1118可以与发送器蓝牙通信单元1108通信。

如图11所示，软开关观察器1104接收检测到的信号isw和/或vsw。软开关观察器1104基于在输入处接收的信息(例如，vsw和/或isw)来决定是否需要进行调整以实现软开关条件。控制和保护单元1106可以包括控制器。控制器接收来自软开关观察器1104的输出信号，以及输入电压vin、流经发送器线圈lt的电流和crt两端的电压。基于接收到的信号，控制和保护单元1106中的控制器可以在必要时同时调节crt的电容和/或s1和s2的时序。crt的电容和/或s1和s2的时序的调整有助于实现s1和s2的更好的软开关。

控制和保护单元1106中的控制器可以包括反馈补偿器，例如比例积分微分(pid)补偿器。pid补偿器被配置为使得软开关观察器1104的输出生成等于零的值或表示软开关条件的固定值。

控制和保护单元1106中的控制器可以实施为数字控制器。数字控制器可以以硬件、软件、其任何组合等实现。例如，控制器可以被实施为具有一些滤波功能的加法器，具有一些滤波器功能的查找表，以将软开关观察器1104的输出转换为电容值(或可变电容网络中的可控开关的状态)。控制器还可以考虑vin并且以前馈方式相应地调整crt的电容值。

在一些实施方式中，crt还可以用于在各异常运行条件(例如过电压、过电流、超温和任何其它故障情况)保护功率发送器1102。例如，系统可以保持监控流经发送器线圈的电流和/或谐振电容器crt两端的电压。当发生过电流或过电压时，可以通过改变crt的电容值来保护系统。根据设计需要和不同的应用，crt的值可以调整为小或大的值，使得功率和电流快速降低。

发送器蓝牙通信单元1108可以在功率发送器1102和功率接收器1112之间传递信息。此外，功率发送器1102和功率接收器1112之间的通信有助于在功率发送器1102和功率接收器1112中缓慢地调整控制参数和功能。

在功率接收器1112中，电压/功率调节器1114基于检测到的信号vo和/或io将输出电压或功率调节到期望值。该调节可以由电压/功率调节器1114内部的反馈补偿器(例如pid补偿器)来执行。此外，也可以同时使用用于控制io和/或vo的前馈控制机制。

应当注意，上述控制机制仅仅是示例。可存在用于实施电压/功率调节器1114的控制方案的许多替代、修改和变化。例如，可通过搜索机制以搜索crr的电容的适当值来完成此调节。这种适当的值有助于功率接收器1112实现更好的结果。

还应当注意，在搜索机制期间获得的crr电容可以不止一个。换句话说，crr的多个值可以在复杂系统中给出类似的结果(例如，输出功率或输出电压)。在crr的这些值中，适当的一个是具有接近系统频率的谐振频率的电容。在整个说明书中，这种谐振频率可称为接收器谐振点。

在一些实施方式中，针对crr的任何搜索动作的搜索机制可以通过接收器谐振点处的或接近接收器谐振点处的值开始并且定期执行新的搜索以避免深入地进入错误的搜索方向。类似地，电压/功率调节器1114中的反馈补偿器的初始输出可以被设置为与合适的crr值相对应的值。合适的crr值可导致接近接收器谐振点的谐振频率。此外，调节器可以定期复位至初始值。

在一些实施方式中，io可以从整流器、在功率接收器的输出端口、和/或从负载检测。在一些实施方式中，在负载和功率接收器之间可以存在通信信道。功率接收器的控制机制可以通过负载和功率接收器之间的通信信道与负载中任何变化相协调。

电压/功率调节器1114的输出用于调制crr的电容值。在一些实施方式中，crr的电容的调制也可以用于保护接收器免于遭受各种异常运行条件，例如过电压、过电流、超温和其它异常。例如，流经接收器线圈的电流、谐振电容器crr两端的电压、输出电压vo和/或输出电流io可以由功率接收器1112监控。当出现故障(例如，过电流或过电压)时，可以通过改变crr的电容值来保护系统。根据设计需要和不同的应用，crr的电容值可以调整为小或大的值，使得功率和电流快速降低。

接收器蓝牙通信单元1118可以在功率发送器1102和功率接收器1112之间传递信息。此外，功率发送器1102和功率接收器1112之间的通信有助于在功率发送器1102和功率接收器1112中缓慢地调整控制参数和功能。

为了避免发送器控制和接收器控制之间的严重相互作用，发送器和接收器中的局部反馈控制环路应当具有不同的控制速度。例如，发送器可以利用第一控制带宽来调制crt。接收器可以利用第二控制带宽来调制crr。为了避免这两个控制环路之间的干扰，控制系统应该被设计为使得第一控制带宽高于第二控制带宽。

可以实现crt电容调制和crr电容调制的协调，而不使大量信息通过慢速蓝牙通信信道。然而，如果需要，调整和校准信息可以通过蓝牙通信信道以进一步改善本地控制环路的性能。

图12示出了根据本公开的各种实施方式的与具有发送器线圈和接收器线圈之间的弱耦合的无线功率传输系统相关的各种波形。在一些实施方式中，耦合系数为约10％。

图12的水平轴表示时间间隔。水平轴的单位是微秒。可以有四个垂直轴。第一垂直轴y1表示开关s2的漏极到源极两端的电压(vsw)、开关s2的栅极驱动电压(vs2g)、以及输出电压vo。第二垂直轴y2表示流经第一电感器l1的电流(isw)。第三垂直轴y3表示流经发送器线圈lt的电流(it)和电容器crt两端的电压(vcrt)。第四垂直轴y4表示流经接收器线圈lr的电流(ir)和电容器crr两端的电压(vcrr)。

如图12所示，输出电压vo保持在5v左右，以便与usb规范兼容。从t1到t2，vsw大致等于-1v。vsw的负电压表示s2的体二极管的导通。从t3到t4，vsw为在电压轨上方的约一个二极管电压降(例如，稳态下的vsw)。一个二极管压降表示s1的体二极管的导通。由于两个体二极管在接通它们各自的开关之前导通，所以s1和s2都实现软开关。然而，体二极管的导通时间太长。结果，无线功率传输系统的效率可能不如在软开关运行条件下所期望的那么好。

图13示出了根据本公开的各种实施方式的与具有与图12的耦合相同的耦合的无线功率传输系统相关的各种波形。在一些实施方式中，无线功率传输系统的输出功率为约33w。耦合系数为约10％。与图12所示的系统相比，crt和crr的电容值被调节以实现输出电压调节(vo稍微大于5v)和s1和s2的更好的软开关。

如图13所示，vsw的波形表示s1和s2都通过软开关接通。s1的接通时间不等于s2的接通时间。在s1和s2的这种不对称运行下，与s2相比，s1更容易进入软开关。t1到t2的vsw的波形表示在s1接通之前，s1的体二极管导通一小段时间。与图11中的s1的体二极管导通相比，图13所示的导通时间较短。结果，实现了更好的软开关条件。应当注意，在s1和s2的导通过程期间，电流isw远低于其峰值，如图13所示。这样的低电流有助于减小s1和s2的开关损耗。

图14示出了根据本公开的各种实施方式的与在发送器线圈和接收器线圈之间具有更强耦合的无线功率传输系统相关的各种波形。在一些实施方式中，无线功率传输系统的输出功率为约33w。耦合系数为约25％。

与图12所示的系统相比，crt和crr的电容值被调节以实现输出电压调节(vo稍微大于5v)和s1和s2的更好的软开关。如图14所示，vsw的波形表示s1和s2都通过软开关接通。s1的接通时间近似等于s2的接通时间。换句话说，功率放大器处于对称运行。vsw的波形表示s1的体二极管和s2的体二极管几乎不导通。结果，实现了更好的软开关条件。应当注意，在s1和s2的导通过程期间，电流isw近似等于零，如图14所示。这样的低开关电流有助于减小s1和s2的开关损耗。

具有电容调制技术的一个有利特征是通过调节crt和crr的电容可以实现更好的软开关和精准的(tight)输出调节。更具体地，crr的调节用于调整输出电压或功率。crt的调节用于维持更好的软开关条件，如图13和图14所示。总之，电容调制技术有助于提高系统效率并降低系统成本。

在一些实施方式中，crt和/或crr的调制可适用于无线功率传输系统的软启动过程。例如，crr的初始值可以被设置为导致非常低或零的输出功率的值。crr的初始值通常远离当crr与lr谐振时产生接收器谐振点的值。

crr的电容值朝产生接收器谐振点的电容值逐渐变化。同时，整流器的输出功率也逐渐增加。输出功率的逐渐增加满足无线功率传输系统的软启动过程。在一些实施方式中，crr可以停止在适当值。该适当值的选择与输出功率和/或电压调节相协调。

crr的逐渐变化也可以用于识别接收器的实际谐振点。例如，当接收器在接收器谐振点运行时，对于给定的发送器电流，输出功率达到其最高电平(例如，po与it的均方根值的比率被最大化)。该比率还可以用于找出发送器线圈和接收器线圈之间的实际互感，因为互感和反射电阻之间存在明确的关系。

在一些实施方式中，互感信息可以用于提高系统性能。接收器谐振点信息可以用于限制电容调制的范围。期望在正常运行中仅在接收器谐振点的一侧调制crr。例如，期望仅允许将crr调制为小于产生接收器谐振点的电容的值。当发送器线圈和接收器线圈的相对位置改变时，无线功率传输系统中的接收器和发送器之间的互感可能改变。此外，诸如放置在附近的金属或磁性物体等其它因素可能改变它们在接收器和发送器之间的相对位置。为了解决由相对位置的变化引起的问题，可以定期地或当在接收器周围发生任何相关的相对位置变化时重新测试接收器谐振点和互感。

互感对外部物体很敏感，因此互感的测试可以是识别接近接收器或发送器的异物存在的好方法。类似地，上述测试互感的方法可以用于测试发送器谐振点。在耦合到发送器的每个接收器的谐振电容减小到近似等于零的水平时，接收器线圈不会产生大的电流来与发送器的磁场相互作用。然而，由放置于接收器周围的磁性部件和/或金属部件引起的发送器线圈的电感的变化仍然存在。通过缓慢地扫描crt的值并测量发送器电流或与发送器的谐振回路相关的阻抗，可以识别crt和lt谐振的发送器谐振点。

在无线功率传输系统的运行的一些阶段期间，发送器需要识别有效接收器的存在，而不将大量功率传输到接收器。在这种系统中，crr可以设置得非常低或甚至为零，因此传送到接收器输出的功率非常低，但是lr两端的电压可以足够高，使得不同的功率路径(也耦合到lr)可以传递足够的能量来唤醒接收器的控制器并且启用接收器和发送器之间的通信。

图15示出了根据本公开的各种实施方式的可变电容网络的示意图。可变电容网络1500用于调节crr的电容。换句话说，图10中所示的crr可以由图15中所示的可变电容网络1500代替。应当注意，为了实现电容调制，图10中所示的crt可以由类似于图15所示的可变电容网络代替。

可变电容网络1500包括二极管dx、由rx1和rx2形成的分压器、与rx2并联连接的第一电容器cr0和多个电容器开关网络。如图15所示，可以有五个电容器-开关网络。第一电容器-开关网络包括串联连接并且还与rx1并联连接的电容器cx0和开关sx0，如图15所示。同样，第二电容器-开关网络包括串联连接并且还与rx1并联连接的电容器cx1和开关sx1；第三电容-开关网络包括串联连接并且还与rx1并联连接的电容器cx2和开关sx2；第四电容器-开关网络包括串联连接并且还与rx1并联连接的电容器cx3和开关sx3；第五电容器-开关网络包括串联连接并且还与rx1并联连接的电容器cx4和开关sx4。

应当认识到，尽管图15示出了具有五个电容器-开关网络的可变电容网络1500，但是可变电容网络1500可以容纳任何数量的电容器-开关网络。还应该注意，取决于不同的设计需要和应用，第一电容器-开关网络可以由电容器代替。

二极管dx用作钳位二极管。在一些实施方式中，二极管dx可以由具有反并联体二极管(例如mosfet)的单向开关替代。开关sx0、sx1、sx2、sx3和sx4用于控制可变电容网络1500的总电容。通过控制开关sx0、sx1、sx2、sx3和sx4的接通/断开状态，可以相应地获得各种电容。例如，当所有开关sx0至sx4断开时，可变电容网络1500的等效电容近似等于零。另一方面，当所有开关sx0至sx4闭合时，可变电容网络1500的等效电容达到其最大电容值。

在一些实施方式中，二极管dx可以实施为开关。当该开关闭合时，该可变电容网络的等效电容可近似等于cr0的电容。

rx1和rx2用于确保在正常工作期间流经dx的电流较小。可以通过选择rx1和rx2的值来调节流经dx的电流的值。在一些实施方式中，rx1和rx2可以是两个单独的部件。在替代实施方式中，rx1和rx2可以来自相应电容器(例如，cr0和cx0)和开关(例如sx0)的并联寄生电阻。

如上所述，通过保持所有开关断开，可变电容网络1500的电容可以减小到近似等于零的水平。这样的特征可以帮助无线功率传输系统(例如，图10所示的无线功率传输系统)实现灵活的保护和/或待机控制机制。更具体地，在无线功率传输系统(例如，图10所示的无线功率传输系统)中，通过减小可变电容网络1500的电容，接收器的输出功率可以相应地下降，而不管多少电流流经发送器线圈。

在接收器(例如，图10中所示的接收器)的待机模式中，通过控制可变电容网络1500将crr的电容设置为最小值(近似等于零)。由于crr的电容非常小，接收器线圈、接收器谐振电路和整流器中的电流显著减少。结果，几乎没有功率从接收器传送到被耦接至接收器的负载。如果只有一个接收器磁耦合到发送器并且一个接收器设置为在上述待机模式下运行，则流经发送器的电流非常小，因为一个接收器在待机模式下运行。在这种待机模式下，发送器中的无功功率能够为s1和s2维持更好的软开关条件。

在一些实施方式中，可以通过以比系统频率低得多的频率以交替方式向无线功率传输系统应用活跃模式和待机模式来进一步改善无线功率传输系统的效率。这类似于常规pwm电源中的脉冲模式运行。在活跃模式期间，将接收器谐振电容和发送器谐振电容两者设置为适当的值(例如，具有接近谐振点的谐振频率的电容值)。这样，一些功率从发送器传送到接收器。在待机模式期间，将接收器谐振电容器或发送器谐振电容器的电容调节到远离它们各自的谐振点的值。结果，在发送器和接收器之间传输的功率很小。此外，可以通过在活跃模式期间控制占空比来调整输出功率和/或电压。应当注意，在待机模式运行期间可以执行一些其它合适的效率改进方法，例如测量、校准、检测等。结果，可以进一步提高系统性能。

上述的待机模式控制机制可以应用于具有多个接收器的系统。在一些实施方式中，多个接收器磁耦合到发送器，并且来自所有接收器的总功率需求的总和超过发送器的功率能力，上述的待机模式运行可用于调整和限制传送到每个接收器或一些接收器的功率。结果，发送器可以在其安全运行区域内工作，同时以可接受的方式向接收器传送功率。

或者，发送器可以通过图10所示的蓝牙通信系统指示一些或所有接收器修改它们的功率需求。响应于来自发送器的指令，相关的接收器可以通过调制它们的谐振电容crr来减少它们的功率需求。此外，因为接收器中的crr的电容的调制改变了发送器中的接收器的反射阻抗，所以可以通过调制接收器中的crr的电容来调节接收器之间的功率分配。

总之，通过在接收器中采用电容调制技术，可以以平滑的方式分别控制每个接收器的输出功率和/或电压。将任何接收器中的功率降低到近似等于零的水平而不影响其它接收器的运行的能力提供了实现更好的系统运行和保护控制机制的灵活性。特别地，接收器中的crr的电容的调制可以用于实现如前所述的接收器的更好的软启动过程和/或更好的软停止过程。因此，通过采用电容调制技术，磁耦合到发送器的接收器的添加或去除可以对被磁耦合到发送器的其它接收器具有最小的运行影响。

在许多应用中，功率放大器(例如，图10中所示的功率放大器)的输入电压vin可以不具有固定电压。例如，如果vin是来自ac/dc电源或dc/dc电源的输出，则可以通过协调ac/dc电源或dc/dc电源与无线功率传输系统(例如，图10所示的无线功率传输系统)的运行来有利地改变vin。

在一些实施方式中，ac/dc电源或dc/dc电源可以是无线功率传输系统的一部分，以便于上述协调过程。具体地，在协调过程期间，vin可以用于控制无线功率传输系统的接收器的输出功率和/或输出电压。因此，可能有又一个控制变量。该附加控制变量可以用于进一步改善无线功率传输系统的性能。例如，在具有附加控制变量之后，接收器中的crr的电容的调制可以用于将接收器谐振回路的谐振频率微调到近似等于系统频率的频率。结果，可以减小发送器线圈中的电流。

在一些实施方式中，可能多个接收器磁耦合到发送器。上述接收器的谐振频率的微调过程可以应用于具有最大功率需求的那个或需要最高发送器电流的那个。

此外，在具有附加控制变量vin之后，在具有单个接收器的无线功率传输系统中，crr的电容值可以被固定为适当的值(例如，具有接收器谐振点附近的谐振频率的值)，以维持良好的性能。这种crr的固定电容有助于简化接收器设计，从而降低无线功率传输系统的成本。应当注意，在具有附加控制变量之后，仍然有必要调制发送器中的crt的电容以维持用于功率开关s1和s2的更好的软开关条件。附加控制变量vin的存在可以有助于减小crt的电容的变化范围。

在一些实施方式中，附加控制变量vin也可以用于限制发送器线圈lt中的电流。因为流经发送器线圈lt的电流在确定线圈温度、功率损耗、系统emi性能、发送器线圈周围的磁场强度等方面具有重要作用，所以期望将发送器线圈电流限制到较低的值。在一些实施方式中，当无线功率传输系统需要更多功率时，附加控制变量vin可以用于增加对于给定的一组电路参数可用的总功率。另一方面，当无线功率传输系统的功率需求下降时，可以相应地减小vin，以实现更好的系统效率。以这种方式，附加控制变量vin有助于在宽范围的输出功率和各种耦合条件下维持更好的运行条件。此外，当为了保护目的而需要关闭无线功率传输系统时，可以将vin降低到非常低的值或零，以平稳地关闭无线功率传输系统。

在一些实施方式中，输出电压vo可以用作一个附加控制变量，用于进一步改善无线功率传输系统的性能。例如，如果输出电压vo不直接用于为敏感负载供电(例如，通过电池充电器将电力传送到电池，或者通过一个或多个功率变换器将电力传送到负载)，则可以在一定范围内调节vo以实现更好的系统运行条件。更具体地，控制变量v0可以用于更好地补偿耦合系数变化。当接收器和发送器之间的耦合较强时，当发送器和接收器之间的耦合强时，将输出电压vo设置为更高的值。另一方面，当接收器和发送器之间的耦合较弱时，响应于发送器和接收器之间的弱耦合，将输出电压vo设置为更低的值。基于vo调节的控制机制有助于减小发送器线圈中的最大电流以及crt和crr的电容范围。

在一些实施方式中，在一定范围内的可变输出电压vo可以是可接受的。为了限制功率部件上的应力，vo可以对应于输出功率变化而变化。此外，当接收器所需的功率较高时，可以为接收器设置较高的vo。这样，接收器线圈和其它部件中的电流以及负载中的电流被限制到合理的值，以实现更好的性能，从而降低系统的成本。

在一些实施方式中，当来自接收器的功率需求非常低时，可能期望在间歇(burst)模式运行中运行发送器和/或接收器。间歇模式可以通过将活跃模式与待机模式组合来实现。例如，当来自接收器的所需功率低于某一阈值时，系统在正常有功功率传输模式下持续一定时间，然后进入待机模式持续一段时间。可以通过多种方法创建待机模式，包括将被馈送到功率放大器的输入电压减小到非常低的电压电平，将crt的电容改变为低很多的值或高很多的值，和/或将crt的电容改变为低很多的值或高很多的值。应当注意，谐振分量的更高值或谐振分量的更低值可以帮助系统实现待机模式，因为当谐振频率远离系统频率时输出功率较低。

上述间歇模式也适用于具有被磁耦合到发送器的多个接收器的无线功率传输系统。特别地，任何接收器可以通过调制该接收器的crr的电容来进入间歇模式运行而不中断其它接收器的运行。此外，如果需要被磁耦合到发送器的所有接收器产生低功率并以间歇模式运行，则可通过调制crt的电容将发送器置于间歇模式运行。在这种间歇模式运行下，仍然可以通过选择接收器中的谐振电容器的正确值或通过调节接收器的有功功率传输模式的占空比来调整每个接收器相对于其它接收器的输出功率。

在无线功率传输系统中，发送器和接收器中的电压和电流都受到发送器和接收器中的谐振电容的改变的影响。发送器和接收器中的电容调制可以用于提供发送器和接收器之间的带内通信信道。为了实现这种带内通信信道，需要建立适当的通信协议以便于无线功率传输系统中的带内通信。无线功率传输系统的发送器和接收器中的电流、电压和/或功率可以用作传送用于带内通信的信息的手段。

应当注意，如果允许无线功率传输系统的运行频率改变，则可以使用无线功率传输系统的运行频率作为控制变量。运行频率变化可以用于以与上述基于vin变化的控制机制类似的方式来控制和保护无线功率传输系统。

上述控制机制可以应用于无线功率传输系统中的软启动过程。例如，在软启动过程期间，无线功率传输系统可以在包括活跃模式和待机模式两者的混合模式下运行。具体地，活跃模式和待机模式以交替方式应用于无线功率传输系统。此外，在软启动过程期间，活跃模式的占空比逐渐增加。以这种方式，平均输出功率由活跃模式运行的占空比控制。

在软启动过程期间，电容调制技术可以用于在活跃模式运行期间控制无线功率传输系统的输出功率。例如，通过调制电容，在软启动过程的早期阶段将活跃模式中的输出功率设置为更低的电平，并且随着软启动过程朝着完成进行，输出功率逐渐增加。以这种方式，可以使启动过程甚至比仅具有电容调制或占空比控制的过程更平缓。应当注意，也可以使用诸如逐渐增加输入电压、逐渐改变开关频率等的其它控制变量来实现平滑的软启动过程。其它控制变量可以单独地或与电容调制和/或占空比控制组合地采用。此外，应当注意，如果需要，用于上述软启动过程的所有控制方法可以适用于软停止过程。

为了降低系统成本，可以将无线功率传输系统的不同部分集成到多个ic中。集成度应该考虑功率大小和/或系统设计要求来确定。对于一些应用，发送器的控制系统和/或接收器的控制系统可以集成到一个ic中，其还可以包括图15中所示的电容调制电路和一些可变电容网络。对于一些应用，功率放大器、接收器整流器、emi滤波器和电容调制电路、以及一些可变电容网络可以分别集成到它们各自的ic中。

在一些实施方式中，根据不同的应用和设计需要，包括功率放大器、接收器整流器、emi滤波器、电容调制电路和一些可变电容网络的多个ic可以通过合适的半导体制造过程(例如将多个ic垂直堆叠在彼此的顶部等)集成到一个ic。

在一些实施方式中，根据不同的应用和设计需要，除了发送器线圈之外的整个发送器可以被集成到一个ic中，并且除接收器线圈之外的整个接收器可以被集成到另一个ic中。

在一些实施方式中，根据不同的应用和设计需要，包括发送器线圈的整个发送器可以集成到一个ic中。包括接收器线圈的整个接收器可以集成到另一ic中。

总之，上面已经描述了调制无线功率传输系统的发送器中的无功分量(例如crt的电容)和接收器中的无功分量(例如crr的电容)。电容调制技术通过调制发送器和接收器中的谐振过程来帮助改善无线功率传输系统的性能。

在一些无线功率传输系统中，可以是耦接到谐振电容器的线圈的一个或多个附加的中间谐振器被放置在发送器线圈和接收器线圈之间。上述谐振调制技术也可应用于一个或多个中间谐振器，以便以类似于用于调制发送器中的谐振分量(例如调制crt的电容)或接收器中的谐振分量(例如调制crr的电容)的方式获得更好的结果。

调制电容或电感以调整功率处理可以用在其它配置中。例如，如果发送器被实施为电流源，则耦合到发送器的接收器的谐振电容器的电容可以被调制以调整接收器的输出。

在具有多个输出的电源中，上述电容调制技术也可以用于调整一些输出。例如，电源可以具有类似于图10所示的结构，除了多个接收器被强耦合到发送器。换句话说，发送器可以是电源的原边，并且多个接收器可以形成电源的副边。在运行中，原边中的电容和/或开关频率可以用于维持用于原边开关的更好的软开关条件或者用于调节多个输出中的一个。副边中的电容调制可以用于调整其它输出。

在一些实施方式中，功率变换器的输入连接到交流电源(例如，110v交流电压)。功率变换器将来自墙上插座的110v交流电压转换成适合于无线功率传输系统的功率放大器的直流电压。功率变换器可以实施为包括ac/dc整流器和dc/dc变换器的ac/dc电源适配器。或者，如果输入电源是直流电源，则功率变换器可以被实施为dc/dc变换器。上面讨论的技术可以用于设计dc/dc变换器。对于一些低功率应用，可以替代使用下面参照图16描述的拓扑。

图16示出了根据本公开的各种实施方式的零电压开关非对称半桥变换器的示意图。零电压开关非对称半桥变换器1600包括包含s1、s2、c1和c2的原边电路、包括d1、d2和co的副边电路、耦合在原边和副边之间的第一变压器t1以及耦合在原边和副边之间的第二变压器t2。零电压开关非对称半桥变换器1600还包括控制器1602(其具有产生s1的栅极驱动信号的第一输入/输出端子)、第二输入/输出端子(其产生s2的栅极驱动信号的)、第三输入/端子(其接收流经t1的变压器绕组的原边的检出电流信号ip)、第四输入/输出端子(其接收s1的漏极到源极的检出电压信号vsw)、第五输入/输出端子(其耦接到第一变压器t1的绕组)和第六输入/输出端(其耦接到第二变压器t2的绕组)。

在一些实施方式中，s1和s2由两个互补栅极驱动信号控制。例如，s1具有d的导通占空比，并且s2具有1-d的占空比。应当注意，在每个开关周期中，在s1的导通时段和s2的导通时段之间可能存在短的死区时间。

第一变压器t1包括原边绕组t1p、副边绕组t1s和辅助绕组t1a。第二变压器t2包括原边绕组t2p、副边绕组t2s和辅助绕组t2a。如图16所示，t2p和t1p串联连接在s1和s2的共同节点与c1和c2的共同节点之间。t1与d1串联；t2s与d2串联连接。t1a耦接到控制器1602的第五输入/输出，并且t2a耦接到控制器1602的第六输入/输出。

d1和d2形成被耦接在t1和t2与输出之间的整流器。d1和d2可以实施为同步整流器。c1、c2、s1和s2形成半桥配置。co是输出电容器，以进一步衰减输出电压vo的纹波。

当s1导通时，正电压施加到t2p，d2导通，因为它是正向偏置的。功率通过t2s传送到输出端。在此期间，向t1p施加负电压。结果，d1被反向偏置。反向偏置d1防止t1s向输出端提供功率。第一变压器t1像电感器一样工作。特别地，第一变压器t1的原边绕组已经被充电，并且能量存储在第一变压器t1中。在dts(ts是开关周期的持续时间，d是s1的占空比)的导通时段之后，s1断开。负电流ip在s1两端充电电容，并且在s2两端放电电容。结果，vsw朝向正轨(positiverail)移动。s2两端的电压近似等于零，因为vsw近似等于正轨。这样，在短暂的转换时间之后，可以利用零电压开关来接通s2。

当s2接通时，正电压施加到t1p。响应于施加到t1p的正电压，d1开始导通，并且能量从t1传送到输出端。在此期间，d2反向偏置。反向偏置的d2防止t2s向输出端传送功率。第二变压器t2像电感器一样工作。特别地，第二变压器t2的原边绕组已经被充电，并且能量存储在第一变压器t2中。存储的能量将在下一个开关周期中传送到输出端。

在略小于(1-d)ts的导通时段之后，s2断开。现在为正的ip在s1两端放电电容。在跨s1的电容器已经放电之后，vsw朝向负轨道移动。在短暂的转换时间后，s1可以通过零电压开关接通。以这种方式，s1和s2都可以用零电压开关接通，这有助于实现零电压开关非对称半桥变换器1600的高效率和低emi运行。

t1和t2的匝数比和励磁电感可以设计成使得在宽范围的运行条件下可以维持s1和s2的零电压开关。如前所述的软开关观察器可以用于识别是否已经实现了可接受的软开关条件。如果不是，则可以调节开关频率以改善软开关条件。例如，vsw的波形和/或isw的波形能表明功率开关是否已经实现零电压开关(零电压接通)。如果功率开关确实有软开关，则s1和s2的开关频率可以降低。如果s1和s2都实现了软开关，并且在s1和s2的接通瞬间，isw太高或者vsw的导数的幅值(magnitude)太高，则应当改变s1和s2的开关频率。通过在合理的范围内调节开关频率，可以实现效率的良好折衷。

在一些实施方式中，零电压开关非对称半桥变换器1600在连续导通模式下运行。在连续导通模式期间，在从s2的接通到s2的断开的期间，电流流经d1。另一方面，在从s1的接通到s1的断开的期间，电流流经d2。零电压开关非对称半桥变换器1600的输出电压可以由以下等式表示：

其中k1是第一变压器t1的匝数比(例如，k1等于t1p的匝数除以t1s的匝数)；k2是第二变压器t2的匝数比(例如，k2等于t2p的匝数除以t2s的匝数)。d是s1的占空比。

在一些实施方式中，k1等于k2，或者d非常小。上述等式(1)可以简化为以下等式：

等式(2)表示在这样的条件下(例如，k1等于k2或小占空比)，零电压开关非对称半桥变换器1600表现得像传统的单变压器非对称半桥变换器，其在本领域中是公知的，因此这里不讨论。

在一些实施方式中，占空比d小，k1远大于k2(k1＞＞k2)。上述等式(1)可以简化为以下等式：

等式(3)表示在这样的条件下(例如，d较小并且k1＞＞k2)，零电压开关非对称半桥变换器1600表现为类似于本领域中公知的常规正向变换器，因此这里不讨论。

在一些实施方式中，零电压开关非对称半桥变换器1600在轻负载模式下运行。响应于轻负载模式，d减小，并且零电压开关非对称半桥变换器1600进入不连续导通模式。

在不连续导通模式下，图16所示的变压器中的一个可以不将很多能量传送到输出。结果，耦接到其副边绕组的相应二极管停止传导电流，因为尽管相应的原边开关仍导通，但先前流经二极管的电流下降到近似等于零的水平。在这种不连续导通模式下，变换器的行为像本领域公知的反激变换器，因此这里不再讨论。

应当注意，在不连续导通模式期间，可以降低零电压开关非对称半桥变换器1600的开关频率，以进一步降低功率损耗。

在一些实施方式中，零电压开关非对称半桥变换器1600在超轻负载模式下运行。应当注意，在上述轻负载模式和本文所述的超轻负载模式之间可存在阈值。该阈值的选择取决于不同的应用和设计需要。

对应于超轻负载模式，功率开关s1和s2可不再在互补模式下工作。相反，s2可以仅在短时间内接通。此外，可以不必向s2施加高电压栅极驱动信号。例如，s2的接通时间可以限于s2的体二极管的导通。更具体地，s2可以不接通，并且s2的体二极管可以不传导电流。例如，当放电电流非常小时，s2两端的电容可以放电到一定程度，但不完全放电。

参考图18所示的模拟结果解释这种模式中的运行。对于短时间段，s1接通并以正常运行模式运行。在s1的接通时间期间，第一变压器t1和第二变压器t2都被充电，并且ip是负电流，但振幅增加。然而，由于原边绕组两端的电压(其是c1两端的电压)远低于s1的接通时间期间的输入电压vin，所以d1和d2在s1的接通时间期间都不导通。在s1断开之后，存储在变压器t1和t2中的一些能量通过d1被传送到输出端。如果ip具有足够高的幅度以完全跨s2放电电容，则s2的体二极管可以导通短时间。然而，在以下图18所示的模拟中，因为变压器t1和t2中的能量低，所以d2不会导通，因为反向电压被施加到二极管d2。

在运行中，辅助绕组t1a上的电压可以被采样为表示或表明输出电压vo的信号。当d1中的电流下降到零或接近零时，d1停止传导电流，t1和t2的励磁电感与跨s1和s2的电容谐振。结果，vsw在该时间内是振荡波形。下面参见图18。在该运行模式期间，通过d2的导通和/或vsw的振荡来维持t1和t2的磁通平衡。s2的导通时间，s1的导通时间和/或开关频率可以用于调整输出电压和/或输出功率。

应当注意，s2不需要在每个开关周期中被接通。s2可以在需要更多能量时接通。此外，当s2接通时，s2的接通和/或断开可以与s1的接通和/或断开同步。通过这种方式，s1和s2中的至少一个在零电压开关下导通或者在开关两端的电压显著降低下导通。

在这种超轻负载运行模式中，s1或s2可能不能实现软开关。然而，因为施加到不具有软开关的开关的电压低，所以开关损耗以及导通损耗也可以较低。结果，总功率损耗保持在非常低的水平。如果需要，当输出功率低于合适的阈值时，图16所示的零电压开关非对称半桥变换器1600可以以间歇模式运行。间歇模式有助于进一步降低在非常轻负载或无负载时的功率损耗。

图16中所示的控制器1602可以根据上述不同的运行模式来配置。结果，图16所示的零电压开关式非对称半桥变换器1600可以实现更好的性能。

为了进一步降低图16所示的零电压开关式非对称半桥变换器1600的成本，可以采用原边控制器。特别地，输出电压和/或电流调整电路被放置在变压器t1和t2的原边。当d1传导电流时，可以在t1的绕组上检测到输出电压。同样，当d2传导电流时，可以在t2的绕组上检测到输出电压。因此，t1的辅助绕组和/或t2的辅助绕组可以用于将输出电压vo的信息提供给用于调节输出电压的控制系统。

如图16所示，辅助绕组t1a和t2a都耦合到控制器1602。可以在每个开关周期采样来自t1a和/或t2a的电压信息，并且采样值用作输出电压vo的反馈值。然而，在一些运行模式中，d1或d2可能不导通，或者d1或d2的导通时间不足以实现vo的信息的可靠采样。在这种情况下，可能不能直接使用采样电压。相反，需要分析来自t1a和t2a的电压波形。例如，如果二极管中的一个不导通(可以通过分析该二极管的波形来识别)，则相应的采样电压不应用于vo调整。

在一些实施方式中，这两个二极管都不能导通足够长的时间以允许输出电压的可靠采样。偏移可以被添加到先前采样的反馈值以形成新的反馈值。此外，可以在原边检测输出电流信息。可以通过检测电流isw来检测输出电流，检测流经直流链路电流的电流，例如图16所示的电流检测电阻器rs两端的电压vir。检测的电流信息可以被发送到控制器1602中。控制器1602可以基于从原边检测的电流信息提供各种功能，例如限流和/或过流保护。在自原边调节输出电流的能力对于诸如led照明等的一些应用可能是重要的。

图17示出了根据本公开的各种实施方式的与图16所示的零电压开关非对称半桥变换器相关的各种波形。图17的水平轴表示时间间隔。水平轴的单位是微秒。可以有七个垂直轴。第一垂直轴y1表示跨开关s1的漏极-源极的电压(vsw)。第二垂直轴y2表示流经第一变压器t1的电流(ip)。第三垂直轴y3表示第二变压器t2的原边绕组两端的电压(vt2)。第四垂直轴y4表示流经二极管d2的电流(id2)。第五垂直轴y5表示第一变压器t1的原边绕组两端的电压(vt1)。第六垂直轴y6表示流经二极管d1的电流(id1)。第七垂直轴y7表示输出电压(vo)。

在一些实施方式中，零电压开关非对称半桥变换器的输入电压约为350v。输出电压vo被调整在约19v。输出功率约为40w。零电压开关非对称半桥变换器的运行和相应的波形已经在上面参照图16进行了描述，因此这里不再进一步详细讨论。

图18示出了根据本公开的各种实施方式的与在超轻负载模式下运行的零电压开关非对称半桥变换器相关的各种波形。输入电压约为350v，输出电压约为5v。上面参照图16描述了零电压开关非对称半桥变换器的超轻负载运行和相应波形，因此，这里不再进一步详细讨论。

图19示出了根据本公开的各种实施方式的在图16中采用的集成磁性结构的截面图。图16所示的第一变压器t1和第二变压器t2可以实施为两个单独的变压器。在替代实施方式中，这两个变压器可以实施在具有如图19所示的单个磁芯的集成磁结构中。

如图19所示，t1围绕磁芯的一个柱(leg)实现。t2被实施在磁芯的另一个柱中。在这两个柱中的每一个中存在气隙，使得一些能量可以存储在气隙中。根据不同的应用和设计需要，可以相应地选择气隙的高度。

磁芯的第三柱或中心柱为变压器t1和t2中的磁通量提供另一条路径。可以在第三柱中添加可选的气隙。该可选的气隙可以用于调节变压器t1和t2之间的耦合。

根据图16所示的拓扑，与其它拓扑相比，t1和t2的伏秒数(volts-secondrating)可以降低到更低的水平。这种低伏秒数有助于减少t1p和t2p的匝数。t1和t2的绕组于是可以在pcb上实施。此外，每个变压器中的绕组之间的耦合被严格控制。这种严格受控的耦合有助于改善psr应用中的控制性能，并使emc设计更简单。

虽然已经详细描述了本发明的实施方式及其优点，但是应当理解，在不脱离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种改变、替换和更改。

此外，本申请的范围不旨在限于说明书中描述的过程、机器、制造、物质组成、装置、方法和步骤的特定实施方式。本领域普通技术人员从本发明的公开内容中将容易地理解，可以根据本发明利用目前存在或将来开发的执行与根据本文描述的相应实施方式基本上相同的功能或实现基本相同的结果的过程、机器、制造、物质组成、装置、方法和步骤。因此，所附权利要求旨在将这些过程、机器、制造、物质组成、装置、方法或步骤包括在其范围内。