自供电智能电子设备用电源单元的制作方法

本发明涉及用于低压或中压配电网的电力设备的领域。

更具体地，本发明涉及用于低压或中压电力应用的自供电智能电子设备用电源单元。

背景技术：

对本申请来说，术语“低压”(lv)涉及低于1kvac和1.5kvdc的电压，而术语“中压”(mv)涉及高于1kvac和1.5kvdc，但低于72kvac和100kvdc的电压。

已知术语“智能电子设备”(ied)识别用于管理电力设备(比如断路器、隔离开关、分段器、接触器、自动开关等)的操作的基于微控制器的电子设备。

ied一般采用数字处理设备来完成保护功能、控制功能、监视功能和通信功能。

ied的常见类型包括保护继电器、开关设备控制器、监视设备、调压器等。

已知一些ied是“自供电的”，即，它们具备能够从ied或包括ied的设备操作上与之关联的馈电导线(通常是配电线的相线)直接获得电力的电源单元。

通常，自供电的ied的电源单元包含向ied的内部组件(例如，ied的控制单元)馈电的储能电容器。

在正常状况下，这些储能电容器不断由从馈电导线获得的电力充电，从而又能够持续向ied馈电。

当很小的电流或者没有电流沿着主导线流动时(例如，归因于故障状况)，储能电容器不再被充电，从而它们只能持续剩余的时段提供电力，之后存储的电能完全耗尽，ied不再能够工作。

已知重要的是这样的剩余时段足够长，以使ied可适当地及时处理发生的紧急状况。

面对这种问题的传统解决方案是向电源单元提供放电需要较长时间的巨大储能电容器。

不幸的是，这种方法会显著增大电源单元的总尺寸和生产成本。

技术实现要素：

本发明的一个目的是提供一种解决上述问题的用于低压或中压应用的ied用电源单元。

更具体地，本发明的一个目的是提供一种电源单元，当不再可以得到从主导线获得的电力时，所述电源单元使ied可以安全地工作足够长的时段。

本发明的再一个目的是提供一种电源单元，与通常可用的解决方案相比，所述电源单元具有更小的尺寸和更高的效率。

本发明的另一个目的是提供一种能够以有竞争力的成本容易地制造的电源单元。

本发明从而提供一种按照下述权利要求1及相关从属权利要求所述的用于低压或中压电力应用的ied用电源单元。

在另一方面，本发明涉及一种按照下述权利要求14所述的用于低压或中压电力应用的ied。

附图说明

本发明的特征和优点将从按照本发明的用于低压或中压设备的供电和控制单元的优选(但非排他的)实施例的说明中显现出来，附图中提供了所述实施例的非限制性例子，附图中：

图1是按照本发明的电源单元的一个实施例的示意方框图；

图2-9是图1的电源单元的各个部分的示意方框图。

具体实施方式

参见引用的附图，本发明涉及一种用于低压或中压应用的ied100用电源单元1。

ied100操作上可与mv或lv配电网的电力设备(比如断路器、接触器、隔离开关、分段器等)关联，或者包含在所述电力设备中。

例如，ied100可以是安装在架空配电线路上的开关设备或分段器的控制模块。

ied100(部分示于图1中)优选包含控制单元10，所述控制单元10管理ied本身的操作和/或包括ied的电力设备的操作。

例如，控制单元10可管理内部和外部诊断活动，借助适当的算法控制电力设备的工作，提供/接收控制命令，与外部或内部设备通信，和进行在电力设备的工作寿命期间请求的其他活动。

控制单元10优选具备一个或多个主数字处理设备(例如，一个或多个微处理器)。

ied100是自供电式ied。电源单元1从而能够从操作上与ied或电力设备关联的馈电导线500直接获得电力。

例如，馈电导线500可以是上面安装电力设备(例如，开关设备或分段器)的配电线路的相线。

电源单元1包含级联地电连接的多个电子级。

特别地，电源单元1包含被配置成高效地从馈电导线500获得电力，并在高压下存储电能的获取部分400。

按照本发明，电源单元1包含操作上耦接到馈电导线500以从馈电导线500获取电力的电力变压器级2(图1)。

电力变压器级2包含输出端子20，当电流沿着馈电导线500流动时，所述电力变压器级2在所述输出端子20处提供第一电压v1(优选dc电压)。

参见图2-3，电力变压器级2优选包含操作上耦接到馈电导线500的电流互感器21。

当电流沿着馈电导线500流动时，电流互感器21提供输出电流(作为等效电流发生器)。这样，在其输出端子处提供的电压基本上取决于从这些输出端子看到的下游等效负载、在馈电导线500中流动的电流以及电流互感器21的特性。

按照本发明的一个实施例(图2)，电力变压器级2优选包含电连接到电流互感器21的限压电路22，和电连接到限压电路22的升压电路23。

限压电路22具有输出端子20a，在输出中提供中间电压vt(优选ac电压)。

限压电路22被配置成提供电压脉冲防护，所述电压脉冲可源于从输出端子20a看到的等效负载的突然减小，或者沿着馈电导线500流动的电流的突然增大。

这样，中间电压vt始终在安全范围(例如，正常状况下峰值幅值约44v)内。

限压电路22优选包含级联地电连接在输出端子20a和电流互感器21的输出端子之间的电压限幅部分221和电压调节部分222。

有利的是，电压限幅部分221可包括适当布置以在电流互感器21的输出端子处提供电压限幅功能的zener二极管或tvs(瞬态电压抑制器)器件，而电压调节部分222可包括适当布置以调节限压电路22的输出端子20a处的输出电压vt的triac(交流电三极管)或scr(可控硅整流器)开关电路。

升压电路23适合于接收中间电压vt，并在输出端子20处提供具有比中间电压vt高的幅值(例如，正常状况下约88v)的第一电压v1。

参见图2，升压电路23优选包含与限压电路22的输出端子20a电连接的倍压器电路231。

倍压器电路231被配置成对限压电路22提供的中间电压vt升压和整流。

特别地，倍压器电路231被配置成接收ac电压vt，并在输出中提供具有比电压vt的幅值高的幅值的dc电压v1。

电压v1的幅值优选约为电压vt的峰值幅值的两倍。

有利的是，倍压器电路231包含按照桥状结构布置在端子20a、20之间的二极管d1、d2和电容器c1、c2、c3、c4的网络。

当在输出端子20a处的ac电压v1为正电压(正半波)时，二极管d1处于导通状态(on状态)，而二极管d2处于截止状态(off状态)。电容器c1、c3在为电压vt的峰值幅值的电压vtmax下被充电。

当在输出端子20a处的ac电压vt为负电压(负半波)时，二极管d2处于on状态，而二极管d1处于off状态。电容器c2、c4在电压-vtmax下被充电。

结果，在电力变压器级2的输出端子20处提供具有实质上与ac电压vt的峰到峰幅值对应的幅值的整流dc电压v1(即，v1＝2vtmax)。

有利的是，选择电容器c1、c2(优选电解电容器)，以主要提供电能存储功能，而选择电容器c3、c4(优选陶瓷电容器)，以主要提供电压vt的高频分量的适当滤波功能。

参见图2，升压电路23优选包含第一阻塞电路232，以防止由于与下游电子级(尤其是与下面说明的电子级4)的可能的电容性负载不平衡的存在而引起的从输出端子20到倍压器电路231的放电电流的回流。

阻塞电路232优选包含被适当配置以阻止这样的放电电流的一个或多个二极管。

按照本发明的备选实施例(图3)，电流互感器21和限压电路22被布置成以致在限压电路22的输出端子20a处提供的中间电压vt足够高(例如，正常状况下，峰值幅值约88v)。

为此，电流互感器21可在其次级绕组处包含足够高的匝数，而限压电路22的电压限幅部分221和电压调节部分222可被恰当配置，以在端子20a处提供足够高的ac电压vt。

在该第二实施例中，电力变压器级优选包含电连接在端子20a、20之间的整流电路24。

整流电路24被配置成对ac电压vt整流。为此，它可包含呈桥状结构的多个二极管。

结果，在电力变压器级2的输出端子20处提供具有实质上与ac电压vt的峰值幅值对应的幅值的整流dc电压v1(即，v1＝vtmax)。

按照本发明，电源单元1包含与电力变压器级2的输出端子20电连接的第一储能级4。

储能级4包含第一供电端子40，在第一供电端子40处储能级4提供第一供电电压vs1。

有利的是，储能级4被配置成存储电能。为此，有利的是，它包含与端子20、40并联电连接的第一储能电容器41(优选电解电容器)。

当电流沿着馈电导线500流动时，电力变压器级2向储能级4提供第一充电电流i1，以对储能电容器41充电。

当至少最小的给定电流沿着馈电导线500流动时，储能级4维持被电力变压器级2充电，以及在供电端子40处的供电电压vs1实质上等于由电力变压器级2提供的电压v1。

当无电流或者无足够的电流沿着馈电导线500流动时，电力变压器级2不再能够把储能级4维持在充电状态。随着储能级4逐渐放电，在供电端子40处的供电电压vs1降低。

按照本发明的一个优选实施例，电源单元1包含电连接到储能级4的第一感测电路11(图9)。

有利的是，感测电路11适合于提供表示在供电端子40处的供电电压vs1的第一感测信号s1。

优选在控制单元10的输入中，提供感测信号s1，控制单元10可处理所述感测信号s1，以便进行监视。控制单元10优选是ied100的控制单元。

感测电路11优选包含第一运算放大器111，和按电压跟随器配置设定运算放大器111的第一调整电路112、113，所述电压跟随器配置在端子40和感测电路11的输出端子110之间提供高阻抗解耦，在所述输出端子110处可以得到感测信号s1。

上面说明的电子级2、4(可能还有11)构成电源单元1的获取部分400，获取部分400目的在于高效获取并存储通过馈电导线500可以获得的电力。

当电流在馈电导线500中流动时，电力变压器级2能够提供给定输出电压v1，从而进行通过馈电导线500可以获得的能量的变换。

有利的是，电压v1较高，以致即使当较小的电流沿着馈电导线500流动时，也可使储能电容器41维持在充电状态。

这允许显著降低为了从馈电导线500获取电力必须沿着馈电导线500流动的最小电流。

结果，可以使用具有较小尺寸的电流互感器21从馈电导线500获得给定量的电力。

第一储能级4形成通常保持处于充满电状态的高压储能器(这种情况下，术语“高压”必须是相对于通常向ied100馈电的馈电电压的)。

只有当不能从馈电导线500有效地获取电力时，才使这种储能器放电，以向下游的电子级6、7、8、9提供电力。

从而当不能以其他方式获得电力时，电子级4能够使相对大量的电能可用，从而在紧急状况下，确保对于下游各个电子级的较长馈电时间。

电源单元包含可电连接到/脱离获取部分400的馈电部分700。

馈电部分700被配置成高效地向ied100(尤其是向ied100的控制单元10)提供一个或多个馈电电压。

按照本发明，电源单元1包含可电连接到/脱离储能级4的第一降压变换级6。

当与储能级4电连接时，变换级6适合于接收供电电压vs1，并在其输出端子60处提供具有比电压vs1低的幅值的第三电压v3(优选dc电压)。

变换级6优选包含有利地被配置成把电压vs1变换成特别低的电压v3(例如，在正常状态下约11v)的第一dc/dc开关变换器。

第一开关变换器优选是降压变换器。

第一开关变换器优选是具有同步整流的降压变换器，以便确保更高效的电压变换和更低的热耗散。

按照本发明，电源单元1包含开关级5，开关级5适合于使变换级6与储能级4电连接/断开。

开关级5电连接到储能级4的供电端子40，开关级5从所述供电端子40接收供电电压vs1。

开关级5的输出端子50电连接到变换级6。

当指令开关级5电连接第一降压变换级6与储能级4时，开关级5在其输出端子50处提供供电电压vs1。从而变换级6(具体地开关变换器66)可在输入中接收电压vs1。

开关级5优选适合于接收控制信号c。

控制信号c优选由控制单元10提供，以控制开关级5的开关操作。控制单元10优选是ied100的控制单元。

开关级5优选至少包含电连接在端子40、50之间的开关器件51。

当处于导通/截止(on/off)状态时，开关器件51使变换级6与储能级4电连接/断开。

开关级5优选包含驱动开关器件51的驱动电路52。有利的是，驱动电路52适合于接收控制信号c，并响应控制信号c，允许/禁止开关器件51的开关操作。

有利的是，如果开关器件51未由控制单元10主动控制的话，那么开关器件51必须确保变换级6和储能级4之间的电连接。

此外，有利的是，如果不再可得到控制信号c的话，那么开关器件51必须自然切换成on状态。

换句话说，如果由于某些原因，例如，在ied100的启动期间，不可得到控制信号c的话，那么开关器件51必须处于导通状态(on状态)。

为此，开关器件51优选是耗尽型mosfet晶体管。

此外，耗尽型mosfet的采用允许降低电力消耗，因为通过与不从输入端子40获取电力的极化网络的栅极接触，能够便利地控制耗尽型mosfet。其他类型的开关器件(例如，增强型mosfet)事实上会需要当所述器件处于off状态时也消耗电力的极化网络。

当耗尽型mosfet用于开关器件51时，开关级5优选包含防止来自下游各个电子级的放电电流的回流的第二阻塞电路53。

阻塞电路53优选包含被适当配置以阻止这样的放电电流的一个或多个二极管。

按照本发明，电源单元1包含与变换级6的输出端子60电连接的第二储能级7。

储能级7包含第二供电端子70，在第二供电端子70处储能级7提供第二供电电压vs2。

有利的是，储能级7被配置成存储电能。为此，有利的是，它包含与端子60、70并联电连接的第二储能电容器71(优选电解电容器)。

当由开关级5电连接到储能级4时，变换级6向储能级7提供第二充电电流i2，以对储能电容器71充电。

当变换级6电连接到储能级4时，变换级6使储能级7维持充电状态，且供电电压vs2等于电压v3。

当从储能级4电断开时，变换级6不工作，在端子70处的供电电压vs2随着储能级7逐渐放电而减小。

储能级7优选包含第三阻塞电路72，以防止由于可能的电容性负载不平衡的存在而引起的从储能电容器71向变换级6的放电电流的回流。

阻塞电路72优选包含被适当配置以阻止这样的放电电流的一个或多个二极管。

按照本发明的优选实施例，电源单元1包含电连接到储能级7的第二降压变换级8。

变换级8适合于接收供电电压vs2，并在其输出端子80处提供具有比电压vs2低的幅值(例如，正常状况下3.6v)的第四电压v4(优选dc电压)。

变换级8优选包含第二dc/dc开关变换器，有利的是，所述第二dc/dc开关变换器被配置成把电压vs2变换成较低的电压v4。

所述第二开关变换器优选是降压变换器。

第二开关变换器优选是具有低静态电流以降低电力消耗的降压变换器。

按照本发明的一个优选实施例，电源单元1包含电连接到变换级8的调节级9。

调节级9适合于在输入中接收电压v4，并在输出中提供具有比电压v4低的幅值(例如，3v)的第五电压v5(优选dc电压)。

调节级9优选是能够利用在端子80、90处的较小差分电压工作的dc线性调压器，比如低压差(ldo)调压器。

调节级9优选包含调节器电路91，和电连接到调节器电路91以便在调节器电路91的适当对应输入和输出引脚处提供电压平滑功能的第三输入和输出滤波网络92、93。

按照本发明的一个优选实施例，电源单元1包含电连接到储能级7的第二感测电路12。

有利的是，感测电路12适合于提供表示在供电端子70处的供电电压vs2的第二感测信号s2

感测信号s2优选在输入中被发送给控制单元10，响应于感测信号s2，控制单元10向开关级5提供控制信号c。控制单元10优选是ied100的控制单元。

感测电路12优选包含第二运算放大器121，和按电压跟随器配置设定运算放大器121的第二调整电路122、123，所述电压跟随器配置在供电端子70和感测电路12的输出端子120之间提供高阻抗解耦，在所述输出端子120处可以得到感测信号s2。

上面说明的电子级6、7(可能还有8、9、12)构成电源单元1的馈电部分700。

馈电部分700包含由储能级7形成的低压储能器(这种情况下，术语“低压”也必须是相对于通常向ied100馈电的馈电电压的)。

馈电部分700可使ied100可获得不同的供电电压。

例如，在各个电子级7、8、9处的输出电压可被有效地用于向ied100馈电。

每个所述馈电电压可用于向ied100的对应电子电路馈电。

例如，供电电压vs2可用于向ied100的led信令电路馈电，而电压v5可用于向存在于ied100中的数字处理单元馈电。

馈电部分700包含当需要时，通过变换借助高压储能器4可获得的能量，对储能器7充电的高压变换级6。

电源单元1的馈电部分和获取部分400、700可有选择地由开关级5相互电连接/断开。

下面简要说明馈电部分700的操作。

初始假定电容器71被完全放电。

这种情况下，开关级5不由控制单元10主动控制。从而，开关级5处于on状态。

变换级6接收供电电压vs1，且它能够使电力从储能级4流出，并提供对储能级7充电的充电电流i2。

在储能级7的端子70处的电压vs2逐渐增大，直到储能级7被充满电为止。

感测电路12不断(即，在各个采样时间段)向控制单元10提供表示供电电压vs2的感测信号s2。

供电电压vs2一达到与储能级7的满充状态对应的充电电平vch，控制单元10就提供把开关级5切换成off状态的控制信号c。

这种情况下，变换级6不工作，从而变换级6不对储能级7充电。

当储能级7向下游电子级8、9提供电力时，储能级7放电，供电电压vs2逐渐减小。

当供电电压vs2变得低于电压阈值vth时，控制单元10提供控制信号c(或者简单地停止主动控制开关级5)，以再次把开关器件51切换成on状态(图6)。

根据上面所述，显然只有当储能级7处于放电状态时，开关级5才电连接储能级4和变换级6。

变换级6在输入中接收供电电压vs1的脉冲，从而间歇地工作(图1和5)。在实践中，利用与开关器件51的工作比对应的工作比，启动开关变换器66。

有利的是，控制单元10以极低的工作比(例如，小于10％)，操作开关器件51。

这样，变换级6大部分时间(例如，开关器件51的开关周期的90％)都不工作。

结果，在电压电平vth和vch内，供电电压vs2实质上具有三角形形状。电压vs2的波形具有电压上升段和电压下降段。有利的是，与电压下降段的持续时间相比，电压上升段的持续时间相当短(图1和6)。

这种解决方案使得可以显著减少电源单元1的电流泄漏和总的自发热。

此外，可更高效地使用存储在储能级4中的电能，在不能从馈电导线500获得有用电力的情况下，这允许持续更长时间地向ied100供电。

相对于已知类型的类似单元，本发明的电源单元1具有许多优点。

电源单元1在节省电流消耗方面，尤其是当馈电导线500不能提供电力时，提供改善的性能。

这允许显著延长在紧急状况下能够使ied100工作的时间段。

与通常可用的解决方案相比，电源单元1具有更小的尺寸和更高的效率。

电源单元1具有在工业层面制造容易并且成本低的相对简单的电路结构。