切换式功率级及用于控制切换式功率级的方法与流程

本发明一般来说涉及功率级及电压转换器，且尤其涉及DC-DC转换器或切换式电压调节器，所述DC-DC转换器或切换式电压调节器能够使输出电压及电流随由此转换器供电的电路的处理负载而变化。

在广泛应用中，切换式电压转换器用于在不同DC电压之间转换。在切换式电压转换器当中，降压转换器用于从较高电压供应器提供经减小电压。切换式功率级的典型用途包括特别是用于电池操作式装置的DC-DC转换器、用于包含音频放大器的D类放大器的功率级、电机驱动电路、光伏逆变器等。此切换式功率级示意性地展示于图1中。功率级PWS包括开关SW1、SW2，开关SW1、SW2用于以切换频率替代地将电感器L1的第一端子连接到供应电压IV及连接到低k电压(例如接地电压)。电感器L1的第二端子连接到负载LD且通过电容器C1链接到接地。开关SW1、SW2通过由控制电路CTL提供的相应信号SH及SL来控制，使得当接通开关SW1时，关断开关SW2且相反地。

在电池操作式装置(例如移动电话、智能电话、数字平板计算机)中，需要增加电池寿命。为了此目的，使装置的未被使用的电路断电或接收经减小电力。因此，装置所请求的供应电流可急剧地变化。当装置的一或多个电路被撤销激活时，由装置汲取的电流可在非常短时间内降低，因此在所供应电流不追随此降低的情况下导致电压过冲。此电压过冲可通过增加电容器C1的大小而减小。

除电压过冲外，还应考虑到电感器的电流波纹以减小电感器的切换芯损耗且使峰值电流保持在电感器及电池的最大电流额定值内。优化切换损耗同时使平均电流负载维持较接近于最大额定值会约束适于给定输入与输出电压比率及操作频率的电感器值范围。对于以1Mhz或较慢PWM控制操作的DC-DC转换器，电感器通常应定大小为1μH或更大以满足这些约束。此大电感器无法为紧凑的且集成于半导体芯片中。相反地，当受电装置的电路被激活时，其应在非常短时间内被通电，从而减小由装置汲取的电流的突然升高。追随此电流汲取的一种方式是减小电感器L1的大小。

优选地，印刷电路板上的具小高度及减小表面的组件用于制造薄且小的装置。此通常用于减小电感器L1及电容器C1的大小，且因此增加开关SW1、SW2的换相频率，这会增加开关中的能量损耗。

此外，用于此类便携式装置中的每一新一代处理器趋向于更强大同时变得较小且以较低供应电压操作。另外，为了通过减小由每一电池单元供应的电流而增加所述处理器的寿命，以串联及并联两种方式组装于电池内的电池单元的数目趋向于增加。因此，DC-DC转换器的输入电压趋向于增加而待供应到装置的输出电压趋向于减小，此需要较大电感器。此致使电感器经受冲突的要求。

技术实现要素：

本发明的实施例涉及一种用于操作切换功率调节器的方法，其包括：将调节器输出电压与第一参考电压进行比较；如果所述调节器输出电压小于所述第一参考电压，那么使所述切换功率调节器以脉冲频率调制(PFM)模式操作；将所述调节器输出电压与第二参考电压进行比较，所述第二参考电压大于所述第一参考电压；及如果所述调节器输出电压小于所述第二参考电压且大于所述第一参考电压，那么使所述切换功率调节器以脉冲宽度调制(PWM)模式操作。

本发明的其它实施例涉及一种产生经调节电压的方法，其包括：从高电压源产生输出电压；提供具有第一端子及通过电容器链接到低电压源的第二端子的电感器，所述第二电感器端子将所述输出电压供应到负载；依据由所述高电压源供应的高电压及所述输出电压而产生命令信号，以减小所述输出电压与低于所述高电压的参考电压之间的差；及依据所述命令信号而将所述第一电感器端子排他地连接到高输入电压或低电压或者连接到所述电感器第二端子；其中当所述输出电压低于所述参考电压减容限电压时，根据所述命令信号将所述第一电感器端子连接到所述高电压源达一时钟周期，且其中当所述输出电压大于所述参考电压减容限电压且低于所述参考电压时，根据所述命令信号将所述第一电感器端子连接到所述高电压源达第一周期且连接到所述低电压源达邻近于所述第一周期的第二周期；其中所述第一周期是所述时钟周期乘以第一正整数，且所述第二周期是所述时钟周期乘以第二正整数，所述第一及第二正整数经定义使得所述第一整数与所述第一和第二正整数的和的比率低于或等于所述输出电压与所述高电压的比率。

本发明的又一些实施例涉及一种提供经调节输出电压的切换式功率级，所述功率级包括：电感器，其具有第一电感器端子及形成所述功率级的输出的第二电感器端子；电容器，其将所述第二电感器端子链接到低电压源；切换装置，其将所述第一电感器端子排他地链接到高电压源或链接到低电压源或者链接到所述第二电感器端子；及控制电路，其用于依据由所述高电压源供应的高电压及所述输出电压而产生控制所述切换装置的命令信号，以减小所述输出电压与低于所述高电压的参考电压之间的差，其中所述控制电路经配置以控制所述切换装置以：当所述输出电压低于所述参考电压减容限电压时，将所述第一电感器端子连接到所述高电压源达一时钟周期；及通过以下操作在所述电感器中产生电流脉冲：当所述输出电压低于所述参考电压且大于所述参考电压减所述容限电压时，将所述第一电感器端子连接到所述高电压源达第一周期，且将所述第一电感器端子连接到所述低电压源达邻近于所述第一周期的第二周期。

在审阅本发明后将更完全地理解本发明的这些及其它方面。

附图说明

本发明的前述发明内容以及以下详细描述将在联合所附图式一起阅读时更佳地被理解。出于图解说明本发明的目的，在图式中展示目前优选的实施例。然而，应理解，本发明并不限于所展示的精确布置及机构。

在图式中：

图1(先前描述)是常规切换式功率级的电路图的先前描述，

图2是根据一实施例的切换式功率级的电路图，

图3A、3B、3C是切换式功率级的简化电路图，其图解说明所述功率级的操作模式，

图4是根据一实施例的切换式功率级的控制电路的电路图，

图5A、5B、5C、5D展示根据一实施例的信号随时间的变化曲线，其图解说明切换式功率级的操作模式，

图6是根据一实施例的在切换式功率级的控制电路中实施的过程的流程图，

图7A、7B、7C展示信号随时间的变化曲线，其图解说明在从负载汲取的电流变化时切换式功率级的操作，

图8A到8F展示信号的变化曲线，其图解说明切换式功率级的第一操作情形，

图9展示随时间展开的图8B的曲线的一部分，

图10A、10B、10C展示信号随时间的变化曲线，其图解说明在第二操作情形中在从负载汲取的电流变化时切换式功率级的操作，

图11展示随时间展开的图10B的曲线的一部分，

图12是根据另一实施例的控制电路的电路的电路图，

图13是根据另一实施例的在切换式功率级的控制电路中实施的过程的另一实例的流程图，

图14A到14E展示根据另一实施例的信号随时间的变化曲线，其图解说明在从负载汲取的电流变化时切换式功率级的操作，

图15展示随时间展开的图14B的曲线的一部分，

图16A、16B、16C展示根据一实施例的信号随时间的变化曲线，其图解说明在第五操作模式中在从负载汲取的电流变化时切换式功率级的操作，

图17A、17B、17C展示根据一实施例的信号随时间的变化曲线，其图解说明在于由负载汲取的高电流下通电时切换式功率级的操作，

图18A、18B、18C展示根据一实施例的信号随时间的变化曲线，其图解说明在于由负载汲取的低电流下通电时切换式功率级的操作，

图19A、19B、19C展示根据一实施例的信号随时间的变化曲线，其图解说明在由负载汲取的电流的快速从高到低转变下切换式功率级的操作，

图20A、20B、20C展示根据一实施例的信号随时间的变化曲线，其图解说明在由负载汲取的电流的快速从低到高转变下切换式功率级的操作，

图21是根据另一实施例的切换式功率级的电路图。

具体实施方式

图2是根据一实施例的切换式功率级的电路图。参考图2，此实施例的切换式功率级PWS1(其为降压型转换器)包含开关SW1、SW2、SW3，电感器L1，电容器C1及控制开关SW1、SW2、SW3的控制电路CTL。开关SW1的第一端子连接到提供输入电压IV的电压源。开关SW1的第二端子连接到电感器L1的第一端子、开关SW2的第一端子及开关SW3的第一端子。开关SW2的第二端子连接到低电压源，例如，接地。电感器L1的第二端子连接到开关SW3的第二端子且连接到电容器C1的第一端子，电容器C1将输出电压OV供应到负载LD的一端子，负载LD的另一端子连接到接地。输出电压OV低于输入电压IV。电容器C1的第二端子连接到接地。控制电路CTL可接收输出电压OV输入电压IV的测量信号。在一些实施例中，流动穿过电感器L1的电流LI的电流强度量度可与输入电压IV及输出电压OV一起提供到控制电路CTL。在一些实施例中，流动穿过负载LD的电流OI的电流强度的测量信号也可提供到控制电路CTL。控制电路CTL输出分别用于控制开关SW1、SW2及SW3的控制信号SH、SL及SB。控制电路CTL经配置以依据输入电压IV及输出电压OV以及电感器电流LI以及可能地负载电流OI而产生控制信号SH、SL、SB。控制信号SH、SL、SB在闭合开关SW1、SW2、SW3方面是排他性的，使得在任何时间开关SW1、SW2、SW3中的不超过一者被闭合而开关SW1、SW2、SW3中的其它者断开。为了使此情况发生，控制电路CTL可在接通开关SW1、SW2、SW3中的一者之前关断其中的所有。然而，一些应用可需要同时闭合开关SW3及SW1或SW3及SW2。此开关控制与同时闭合开关SW1及SW2(其将直接将电压源IV链接到接地)相比不产生任何电力损耗。

举例来说，开关SW1、SW2、SW3可用MOSFET晶体管形成，其中p沟道MOS晶体管形成开关SW1且n沟道MOS晶体管形成开关SW2及SW3。对电感器电流LI的测量可在开关SW1、SW2及SW3中的任一者中执行。

图3A、3B、3C图解说明切换式功率级PWS1的操作。在图3A中，开关SW1被接通，而开关SW2及SW3断开。因此，电流从供应输入电压IV的电压源穿过电感器L1、穿过进行充电的电容器C1及穿过负载LD流动到接地。

在图3B中，开关SW2被接通，而开关SW1及SW3断开。因此，电流穿过电感器L1、穿过进行放电的电容器C1及穿过负载LD流动到接地。

在图3C中，开关SW3被接通，而开关SW1及SW2断开。因此，电流在由电感器L1形成的环路中流动且电容器C1通过负载LD放电。在此状态中，负载电流OI排他地由电容器C1供应。

图4是根据一实施例的控制电路CTL的电路图。控制电路CTL包括逻辑电路LC、模/数转换器ADC1、电流比较器CCP、栅极驱动电路GTD1及电压比较器电路OVC。转换器ADC1接收输入电压IV且将此电压转换成表示电压IV的值的数字信号DIV。输入电压数字信号DIV被提供到逻辑电路LC。电流比较器CCP接收来自电感器L1的电流LI以及电流最大值IMX且依据电感器电流LI与最大值IMX的比较结果而将二进制信号OCP(举例来说，等于1或0)提供到逻辑电路LC。电路OVC包括参考电压产生器VGN及电压比较器VCP1。比较器VCP1接收输出电压OV及来自产生器VGN的参考电压Vrf且依据输出电压OV与参考电压Vrf的比较结果而将二进制信号PM(举例来说，等于1或0)提供到逻辑电路LC。参考电压Vrf的值可通过由逻辑电路LC提供到电压比较器电路OVC的对应于参考电压Vrf的数字值的数字信号DVrf而调整。逻辑电路LC可包含查找表LUT，查找表LUT依据输入电压IV的数字值DIV及参考电压Vrf的数字值DVrf而提供调节参数。逻辑电路CTL接收时钟信号CK且经配置以依据信号OCP及PM而产生控制信号SH、SL、SB。栅极驱动电路GTD1经配置以适当地调适控制信号SH、SL、SB以控制开关SW1、SW2及SW3。可省略栅极驱动电路GTD，开关SW1、SW2及SW3可通过由逻辑电路LC产生的逻辑信号来直接控制。逻辑电路LC可为有线逻辑电路。

图5A、5B、5C及5D展示信号随时间的变化曲线，其图解说明控制电路CTL及功率级PWS1的操作。根据一实施例，控制电路CTL经配置以在其输出SH、SL上发送具有正方形形状的连续脉冲PH、PL系列以在电感器L1中获得电流脉冲PLI，电流脉冲PLI具有锯齿或三角形波形。图5A表示信号SH的脉冲PH中的一者，图5B表示信号SL的脉冲PL中的一者，图5C表示信号SB的脉冲PB，且图5D表示电感器L1中的电流LI的对应脉冲PLI。电感器电流LI在脉冲PB期间是零。脉冲PLI的上升边缘对应于脉冲PH，且脉冲PLI的下降边缘对应于脉冲PL。脉冲PLI的上升边缘的斜率由脉冲PH的持续时间p·Ts确定，且脉冲PLI的下降边缘的斜率对应于脉冲PL的持续时间q·Ts，p及q是正整数且Ts是时钟信号CK或从时钟信号CK导出且定义时序分辨率的另一时钟信号的周期。因此，周期Ts可经选择为尽可能小以获得小寄生电容及电感。相比来说，数字p及q可经选择为足够大以在电感器L1中获得脉冲PLI，脉冲PLI足够大以使所述脉冲不被功率级PWS1滤除。持续时间p·Ts及q·Ts应大于开关SW1、SW2、SW3的切换时间(举例来说，大于10ns)。如果开关SW1、SW2、SW3是由MOSFET晶体管实施，那么持续时间p·Ts及q·Ts应大于所述晶体管的切换时间。数字p及q由查找表LUT依据输入电压IV的数字值DIV及参考电压Vrf的数字值DVrf而定义。参考电压Vrf可具有固定值。那么，表LUT经配置以仅依据值DIV而提供数字p及q。

图6是根据一实施例的由逻辑电路LC执行以控制开关SW1、SW2、SW3的过程的实例的流程图。此过程包括步骤S1到S5。在步骤S1处，将电感器电流强度LI与最大值IMX进行比较。如果电流强度LI大于最大值IMX，那么执行步骤S2，否则执行步骤S3。在步骤S2处，将脉冲PL发送到输出SL以控制开关SW2。在步骤S3处，将输出电压OV与参考电压Vrf进行比较。如果输出电压OV低于参考电压Vrf，那么执行步骤S4，否则执行步骤S5。在步骤S4处，分别将脉冲PH及PL相继地发送到输出SH及SL以在电感器电流LI中产生脉冲PLI，如图5A、5B及5D中所展示。在步骤S5中，将脉冲PB发送到输出SB。所述过程在步骤S2、S4及S5之后再次从步骤S1执行。因此，主要根据两种不同模式(即，脉冲频率调制模式(PFM)及脉冲宽度调制模式(PWM))来控制切换式功率级PWS1。PFM模式在由负载LD汲取的电流OI低于电流阈值ITH时被激活。在此模式中，执行步骤S1、S3及替代地步骤S4及S5。PWM模式在由负载LD汲取的电流OI大于电流阈值ITH时被激活。在此模式中，仅执行步骤S1、S3及S4。步骤S2可在任何需要时间执行以避免电感器L1中的过电流。

在步骤S1处执行的比较可由比较器CCP执行。因此，步骤S1可包括或在于测试二进制信号OCP。以相同方式，在步骤S3处执行的比较可由比较器VCP1执行。因此，步骤S3可包括或在于测试二进制信号PM。

图7A、7B、7C展示当切换式功率级PWS1是在脉冲频率调制模式(PFM)中被控制时(即，当由负载LD汲取的电流OI低于电流阈值ITH时)电感器电流LI随时间的变化曲线。图7A对应于对切换式功率级PWS1来说是不稳定状态的理想情形。在此情形中，输出电压OV与输入电压IV的比率OV/IV等于比率p/(p+q)，p·Ts是脉冲PH的持续时间(即，在开关SW1被闭合时的时间)，且q·Ts是脉冲PL的持续时间(即，在开关SW2被闭合时的时间)。两个脉冲PLI之间的时间对应于在开关SW3被闭合时的时间。更一般来说，在PFM模式中控制的切换式功率级PWS1由于由负载LD汲取的电流OI的变化而如图7B及7C所表示地操作。在图7B中，电流LI在脉冲PLI的末尾处达到负值-dI1。接着在备用状态中，即，当开关SW3被闭合时，电流LI逐渐地达到0A。在图7B的操作情形中，输出电压OV与输入电压IV的比率OV/IV大于比率p/(p+q)。在图7C中，电流LI在脉冲PL的末尾处保持处于正值+dI2。接着在备用状态中，即，当开关SW3被闭合时，电流LI逐渐地达到0A。在图7C的操作情形中，输出电压OV与输入电压IV的比率OV/IV小于比率p/(p+q)。

图8A到8F展示信号的变化曲线，其图解说明切换式功率级PWS1的第一操作情形，由负载汲取的电流OI逐步增加。在此操作情形中，参数p及q的值由查找表LUT定义，使得在电流LI中产生的脉冲PLI具有图7B中所展示的形式，即，电感器电流LI中的脉冲PLI的下降边缘达到负值。图8A展示输出电压OV及开关SW1、SW2、SW3的切换频率SWF随输出电流OI而变的理论曲线。图8B展示由负载LD汲取的输出电流OI随时间的变化。图8C展示电感器L1中的电流LI随时间的变化。图8D展示输出电压OV随时间的变化。图8E及8F分别展示控制开关SW1及SW3的信号SH、SB随时间的变化。在图8B中，输出电流OI在三步中从约0.5A逐步增长到2.5A。在图8A及8D中，输出电压OV经调节为接近于由参考电压Vrf(在图8A及8D的实例中＝1V)定义的设定点值，直到电流达到电流阈值ITH为止。在输出电流OI达到电流阈值ITH之前，功率级PWS1是在PFM模式中操作，且切换频率SWF(即，脉冲PLI的频率)随输出电流OI而线性地增加(参见图8A、8E及8F)。在PFM模式中，频率SWF可由以下方程式定义：

SWF＝(2L·OI)/(OV·p·q·Ts²) (1)

其中L是电感器L1的电感。电流阈值ITH可由以下方程式定义：

ITH＝(IV·p·q·Ts)/(2L·(p+q)) (2)

图9中展示当电流OI大于电流阈值ITH时电流LI的随时间展开视图。只要输出电流OI保持高于电流阈值ITH，功率级PWS1便在PWM模式中操作。在此模式中，在不在其间执行步骤S5的情况下相继地产生脉冲PLI，开关SW3保持断开。当输出电流OI大于电流阈值ITH时，切换频率SWF保持处于由以下方程式定义的恒定值：

SWF＝1/((p+q)·Ts) (3)

(p+q)·Ts对应于脉冲PLI的持续时间。当输出电流OI达到阈值ITH时，输出电压OV经历从参考电压Vrf(≈1V)到电压Vrf的约90％的降低，其中在达到且保持处于电压Vrf的约93％之前具有一下冲。因此，在PWM操作模式中，甚至在开关SW3保持断开的情况下仍不可能达到设定点值Vrf。这归因于在由负载LD汲取的输出电流OI较高(高于电流阈值ITH)时出现的调节及换相损耗。

图10A到10C展示信号随时间的变化曲线，其图解说明切换式功率级PWS1的第二操作情形，由负载汲取的电流OI逐步增加。在此操作情形中，在电流LI中产生的脉冲PLI具有图7C中所展示的形式，即，脉冲PLI的下降边缘仅达到正值。图10A展示由负载LD汲取的输出电流OI的变化。图10B展示电感器电流LI及输出电流OI的变化。图10C展示输出电压OV的变化。在图10A及10B中，输出电流OI在三步中从约0.5A逐步增长到2A。在图10C中，输出电压OV经调节以接近于参考电压Vrf(≈1V)，举例来说，处于比参考电压小1％的值。在展示电流LI的随时间展开视图的图11中，在电流LI中产生的脉冲PLI具有图7C中所展示的形式。在此操作情形中，功率级PWS1总是在PFM模式中操作，这是因为输出电压OV有时大于参考电压Vrf而无论输出电流OI相对于电流阈值ITH如何。在此操作情形中，电感器电流LI保持高于输出电流OI。此导致甚至当输出电流OI大于电流阈值ITH时仍以高速率闭合及断开开关SW3。因此，此操作情形可产生高传导损耗。

根据一实施例，查找表LUT经定义以便避免其中脉冲PLI的下降边缘仅达到正值(图7C及11)的操作情形。因此，表LUT规定参数p及q的值使得p/(p+q)≤OV/IV(≈Vrf/IV)。

图12是根据另一实施例的电压比较器电路的电路图。图12的电压比较器电路OVC1包括参考电压产生器VGN1、电压比较器VCP1及另一电压比较器VCP2。产生器VGN1经配置以产生第一参考电压Vrf及可从所述参考电压导出(例如，等于Vrf-Vtl)的第二参考电压。电压Vtl可设定为参考电压Vrf的分率，小于输出电压OV的所承认调节误差。举例来说，将电压Vtl设定为在从参考电压Vrf的0.5％到1.5％的间隔中的值。比较器VCP1接收输出电压OV及来自产生器VGN1的第一参考电压Vrf。比较器VCP1依据输出电压OV与第一参考电压Vrf的比较结果而将二进制信号PM(举例来说，等于1或0)提供到逻辑电路LC。比较器VCP2接收输出电压OV及来自产生器VGN1的第二参考电压Vrf–Vtl。比较器VCP2依据输出电压OV与第二参考电压Vrf–Vtl的比较结果而将二进制信号EXP(举例来说，等于1或0)提供到逻辑电路LC。

图13是根据另一实施例的由切换式功率级PWS1的逻辑电路LC执行以控制开关SW1、SW2、SW3的过程的实例的流程图。此过程包括先前参考图6所描述的步骤S1到S5以及额外步骤S6及S7。当电感器电流LI不大于最大值IMX时，在步骤S1之后且在步骤S3之前执行步骤S6。在步骤S6处，将输出电压OV与第二参考电压Vrf–Vtl进行比较。如果输出电压OV低于第二参考电压Vrf–Vtl，那么执行步骤S7，否则执行步骤S3。在步骤S7处，闭合开关SW1达周期Ts。在步骤S2、S4、S5及S7之后再次从步骤S1执行所述过程。在步骤S6处执行的比较可由电压比较器VCP2执行，步骤S6彼时包括或在于测试二进制信号EXP的值。因此，仅在输出电压OV大于或等于第二参考电压Vrf–Vtl且低于第一参考电压Vrf时执行步骤S3。

图14A到14E展示信号随时间的变化曲线，其图解说明当逻辑电路LC执行图13的过程且由负载汲取的电流OI逐步增加时切换式功率级PWS1的行为。在由图14A到14E图解说明的操作情形中，参数p及q的值由查找表LUT定义使得在电流LI中产生的脉冲PLI具有图7A或7B中所展示的形式，即，脉冲PLI的下降边缘的末尾是零或负的。图14A展示由负载LD汲取的输出电流OI的变化。图14B展示电感器电流LI及输出电流OI的变化。图14C展示输出电压OV的变化。图14D及14E分别展示控制开关SW1及SW3的信号SH、SB的变化。在图14A中，输出电流OI在三步中从约0.5A逐步增长到2.5A(高于电流阈值ITH)。在图14C中，甚至当输出电流OI达到及超过电流阈值ITH时，输出电压OV经调节以接近于由参考电压Vrf(在图14C的实例中＝1V)定义的设定点值。当输出电流OI低于电流阈值ITH时，功率级在PFM模式中操作。开关SW1(图14D)、SW2及SW3(图14E)的切换频率随由负载LD汲取的输出电流OI增加而增加。当输出电流OI超过电流阈值ITH时，功率级PWS1在PWM模式中操作。图15中展示在输出电流OI超过电流阈值ITH时电感器电流LI变化的随时间的展开视图。图15展示何时执行骤S4、S5及S7。当输出电流OI超过电流阈值ITH时，在步骤S7处引入的脉冲PH避免在图8D中出现的输出电压OV的降低。

在图14B中应观察到电感器电流LI具有基本上追随输出电流OI的平均值。因此，甚至当高电流OI被负载LD汲取时，功率级PWS1仍由于较低传导损耗而具有经改进效率。

图16A到16C展示信号随时间的变化曲线，其图解说明在由负载汲取的电流OI逐步变化以相继地等于相应低及高值时切换式功率级PWS1的行为，逻辑电路LC执行图13的过程。在由图16A到16C图解说明的操作情形中，参数p及q的值由查找表LUT定义使得在电流LI中产生的脉冲PLI具有图7A或7B中所展示的形式，即，脉冲PLI的下降边缘的末尾是零或负的。图16A展示由负载LD汲取的输出电流OI的变化。图16B展示电感器电流LI及输出电流OI的变化。图16C展示输出电压OV的变化。当将功率级PWS1通电时，电感器L1经历达到约10A(图16B)的电流跳变。针对所述时间，输出电压OV上升到参考电压Vrf(约1A)。在第一及第三步中，输出电流OI保持低于0.2A，且电感器电流LI在-0.2A与+0.2A之间波动。在第二及第四步处，输出电流OI跳变到约3A。在这些步处，以低于参考电压的+/-1％的变化将输出电压OV调节为处于电压Vrf。每当发生输出电压OV中的过电压时，借助于闭合的开关SW3将电感器电流LI设定成自由轮转状态。因此，电容器C1不再被充电且输出电压OV开始衰减直到其通过切换开关SW1、SW2、SW3而再次被调节为止。电感器L1充当简单电荷泵且输出电压的调节环路具有第一级。电流从开关SW1流动到负载LD或从负载流动到开关SW2或者根本不流动。因此，调节围绕稳定平衡点发生。

图17A到17C展示信号随时间的变化曲线，其图解说明在于高负载电流OI下启动时切换式功率级PWS1的行为，逻辑电路LC执行图13的过程。在由图17A到17C图解说明的操作情形中，参数p及q的值由查找表LUT定义使得脉冲PLI的下降边缘的末尾是零或负的(脉冲PLI具有图7A或7B中所展示的形式)。图17A展示由负载LD汲取的输出电流OI的变化。图17B展示电感器电流LI及输出电流OI的变化。图17C展示输出电压OV的变化。在图17A中，输出电压OV从0V增长到参考电压Vrf(设定为1V)。在此时间内，输出电流OI从0A增长到3A。当输出电压OV开始增长时，电感器电流LI从0A跳变到约5A，且接着变化，从而形成在约4A与6A之间的锯齿，锯齿的频率增加直到输出电压OV达到参考电压Vrf为止。当输出电压OV达到参考电压Vrf时，输出电流OI及电压OV不展示任何过冲且保持基本上恒定。

图18A到18C展示信号随时间的变化曲线，其图解说明在于低负载电流OI下启动时切换式功率级PWS1的行为，逻辑电路LC执行图13的过程。在此操作情形中，参数p及q的值由查找表LUT定义使得在电流LI中产生的脉冲PLI具有达到0A或负值的下降边缘(如图7A或7B中所展示)。图18A展示由负载LD汲取的输出电流OI的变化。图18B展示电感器电流LI及输出电流OI的变化。图18C展示输出电压OV的变化。在图18A中，输出电压OV从0V线性地增长到参考电压Vrf(设定为1V)。在此时间内，输出电流OI从0A线性地增长到0.2A。当输出电压OV开始增长时，电感器电流LI从0A跳变到约5A，且接着变化，从而形成在约3.5A与6A与之间的锯齿，锯齿的频率增加直到输出电压OV达到参考电压Vrf为止。当输出电压OV达到参考电压Vrf时，输出电压OV在PFM模式中被调节且基本上保持恒定而无与输出电流OI一起的任何过冲，而电感器电流LI变化，从而展示由在其内开关SW3被闭合的周期分开的脉冲PLI。

图19A到19C展示信号随时间的变化曲线，其图解说明在由负载LD汲取的输出电流OI的降低下切换式功率级PWS1的行为，逻辑电路LC执行图13的过程。在图19A到19C的操作中，参数p及q的值由查找表LUT定义，使得在电流LI中产生的脉冲PLI具有达到0A或负值的下降边缘(如图7A或7B中所展示)。图19A展示由负载LD汲取的输出电流OI的变化。图19B展示电感器电流LI及输出电流OI的变化。图19C展示输出电压OV的变化。在图19C中，确立输出电流OI处于3A处。在图19A中，输出电压被调节(在0.99V与1.01V之间)为处于设定为1V的参考电压Vrf。针对所述时间，图19B中的电感器电流LI展示操作模式PWM利用在步骤S7处执行的校正而被激活。接着，输出电流OI下降到约0A。此时，输出电压OV展示不到1.02V的小跳变且接着被调节到1V与1.01V之间。针对所述时间，图19B中的电感器电流LI展示由脉冲PB分开的脉冲PLI，从而揭露操作模式PFM被激活。

图20A到20C展示信号随时间的变化曲线，其图解说明在负载电流OI的跳变下切换式功率级PWS1的行为，逻辑电路LC执行图13的过程。在图20A到20C的操作情形中，参数p及q的值由查找表LUT定义使得在电流LI中产生的脉冲PLI具有达到0A或负值的下降边缘(如图7A或7B中所展示)。图20A展示由负载LD汲取的输出电流OI的变化。图20B展示电感器电流LI及输出电流OI的变化。图20C展示输出电压OV的变化。在图20C中，首先确立输出电流OI处于约0A。在图20A中，输出电压经调节(在1V与1.05V之间)为处于设定为1V的参考电压Vrf。针对所述时间，图20B中的电感器电流LI展示由脉冲PB分开的脉冲PLI，从而揭露操作模式PFM被激活。接着，输出电流OI跳变到约3A(图20C)。此时，输出电压OV展示到约0.985V的小降低且接着经调节为0.99V与1.005V之间。针对所述时间，图20B中的电感器电流LI展示操作模式PWM利用步骤S4处的脉冲PLI及在步骤S5及S7处执行的校正而被激活。

图14C、16C、17C、18C、19C及20C展示甚至在启动时及在切换式功率级PWS1经受由负载LD汲取的输出电流OI的大且突然的变化时，输出电压OV经准确地调节为在无过冲的情况下接近于参考电压Vrf(具有小于2％的误差)。

图21表示根据另一实施例的切换式功率级PWS2。功率级PWS2不同于功率级PWS1在于其包括用于在连接到开关SW1、SW2、SW3中的一者的分支中检测过电流(大于最大电流值IMX)的一或多个电流比较器CCP。当所接收电流大于最大电流值IMX时，电流比较器CCP中的每一者激活信号OCP。

所属领域的技术人员将了解，可在不背离本发明的宽广发明性概念的情况下对以上所描述实施例做出改变。因此，应理解本发明不限于所揭示的特定实施例，而是打算涵盖在如所附权利要求书所定义的本发明的精神及范围内的修改。

特定来说，可从所揭示的方法导出用于控制开关SW1、SW2、SW3以依据参考电压调节输出电压的其它方法。

此外，步骤S1及S2以及信号OCP的使用不包含于输出电压OV自身的调节中，而是仅用于保护电感器L1免受过电流。由于此类过电流未必发生，因此可省略步骤S1及S2或信号OCP的使用。另外，此保护可使用许多其它已知手段来执行。

在一些应用中，功率级可仅在PFM或PWM模式中使用。在PWM模式中，备用状态开关SW3未必在两个脉冲PLI之间断开。

此外，在一些应用中利用具有保持为正(如图7C中)的下降边缘的脉冲PLI来控制切换式功率级可为合意的。为了此目的，表LUT的内容可经定义使得数字p及q满足方程式p/(p+q)>OV/IV。

此外，本发明不限于具有单个电感器的功率级。因此，电感器L1可由串联连接的数个电感器形成，且相应开关可并联连接到每一电感器(如开关SW3)。与电感器并联连接的开关可单独经控制以调整功率级的电感。此外，两个电感器之间的每一结节点可通过电容器链接到接地。

虽然已关于各种实施例论述了本发明，但应认识到本发明包括由本发明支持的新颖及不明显技术方案。