变压器的制作方法

本发明涉及一种变压器。

背景技术：

在商用ac传输和分布系统中使用变压器。在消费者的房屋附近，使用杆式变压器，其例如将6600v(50hz或60hz)转换为200v(参见非专利文献1)。这种杆式变压器具有缠绕在铁芯周围的作为导电线的厚线圈，且因此具有很大重量。例如，具有40cm直径以及80cm高度的杆式变压器具有约200kg的重量，包括绝缘油和外壳。

另一方面，为了实现作为下一代电力系统的智能电网，已经开展对sst(固态变压器)的研究。对于sst来说，使用高频变压器(例如，参见非专利文献2)。

近年来，存在例如将光伏发电的输出电压(dc)降压以用于针对测量而供应的低压电源的需求。存在光伏发电的输出电压高达1000v的情况。为了将这种高压降压至约100至200v，在ac电路中需要诸如降压变压器的中介装置。

引用列表

[非专利文献]

非专利文献1：初布电力有限公司主页，[杆式变压器]，[在线]，[2014年9月12日搜索]，因特网<url:http://www.chuden.co.jp/kids/kids_denki/home/hom_kaku/index.html>

非专利文献2：falcones,s.等人，电力和能源社团大会，2010ieee，pp.1-8，明尼阿波利斯，2010年7月。

技术实现要素：

[技术问题]

常规的杆式变压器很重，且因此不容易搬运。此外，在杆上需要足够大以容纳变压器的外部尺寸的安装空间。

另一方面，高频变压器不能防止寄生电容的影响，且在设计上有难度。

考虑到这些常规问题，本发明的目的是提供一种具有较小尺寸和较轻重量的革新的下一代变压器，其不需要常规变压器中使用的用于磁耦合，电磁感应或互感的线圈，铁芯等。ac电源或dc电源均可用。

[问题的解决方案]

根据本发明的变压器提供在电源和负载之间，且由前级电路和后级电路构成。

前级电路包括：(a)数量为2的倍数的彼此串联的多个开关组成的开关串联单元，多个开关包括从开关串联单元的两端中的一端观察到的奇数开关和偶数开关，奇数开关和偶数开关被配置为交替导通，开关串联单元作为整体并联至电源；(b)假设相应开关的互连点以及开关串联单元两端的点被认为是总计m个节点，则两端的点中的一个被认为是接地节点，且从开关串联单元的两端中的一端按1至m的顺序观察这些节点，电容器设置在第一电路径和第二电路径的至少一个电路径上，第一电路径被配置为合并奇数节点并将奇数节点引导至第一输出端口，第二电路径被配置为合并偶数节点并将偶数节点引导至第二输出端口，存在电容器以便对应于除接地节点之外的至少(m-1)个节点；以及(c)接地电路径，其被配置为在将接地节点直接连接至第一输出端口而无需插入的电容器。

后级电路包括：(d)由彼此串联并进行互相相反极性的传导操作的一对半导体元件组成的元件串联单元，元件串联单元的两端中的一端连接至第一输出端口以及负载的接地端，同时元件串联单元的另一端连接至第二输出端口；以及(e)分别设置在第三电路径和第四电路径上的电感器，第三电路径被配置为将元件串联单元的非接地端引导至负载的接地端，第四电路径被配置为将该对半导体元件的互连点引导至负载的非接地端。

变压器还包括设置为控制开关的导通/断开操作的控制部。

[发明的有益效果]

根据本发明的变压器，能提供一种具有较小尺寸和较轻重量的革新的下一代变压器，其不需要常规变压器中使用的用于磁耦合，电磁感应或互感的线圈，铁芯等。此外，这种变压器能够输入/输出共同接地。

附图说明

图1是示出作为根据实施例的变压器的原始形式的变压器的电路图。

图2是电路图，其中(a)示出当图1中所示的四个开关中的上侧的两个开关导通且下侧的两个开关断开时的实际连接状态，以及(b)以阶梯形式示出与(a)中相同的电路图。

图3是电路图，其中(a)示出当图1中所示的四个开关中的下侧的两个开关导通且上侧的两个开关断开时的实际连接状态，以及(b)以阶梯形式示出与(a)中相同的电路图。

图4是波形图，其中上部曲线图示出输入到变压器的输入电压并且下部曲线图示出输入到变压器的输入电流。

图5是示出变压的中间级的电压vm和电流im的波形。

图6是波形图，其中上部曲线图示出变压器的输出电压并且下部曲线图示出变压器的输出电流。

图7是示出开发得更为实际的变压器的一个示例的电路图。

图8是示出“2c2l”变压器中的前级电路的主要部分的拓扑变型的电路图。

图9是示出后级电路的主要部分的拓扑变型的电路图。

图10是示出“4c2l”变压器中的前级电路的主要部分的示意图。

图11是示出在第一电路径(实线)中电容器的总数没有减少的情况下的第一电路径的电路变型的示意图。

图12是示出在第一电路径(实线)中电容器的总数没有减少的情况下的第一电路径的另一电路变型的示意图。

图13是示出在图10中所示的第一电路径(实线)中电容器的总数减少一个的情况下的第一电路径的电路变型的示意图。

图14是示出图10中所示的第二电路径(虚线)的电路变型的示意图。

图15是示出“6c2l”变压器中的前级电路的主要部分的示意图。

图16是示出在图15中所示的第一电路径(实线)或第二电路径(虚线)中电容器的总数减少一个的情况下的电路变型的示意图。

图17是示出将前级电路修改为输入/输出共同接地型的方式的电路图。

图18是示出将连接至负载的后级电路修改为输入/输出共同接地型的方式的电路图。

图19是示出输入/输出共同接地型变压器的电路图。

图20是示出当奇数开关或偶数开关从导通改变为断开且随后再次改变为导通时，开关电压(漏源电压)的改变的曲线图。

图21是示出zvt以及从断开至导通的死区时间(deadtime)长度(其被设定为“长”，“中”和“短”)之间关系的曲线图。

图22是示出当开关跨越死区时间x从断开改变至导通时随水平轴的时间比例增大的变化量改变的曲线图。

图23是示出开关之后的级中的电路中的第一半时间期间流动的电流的示意图，其中示出了图19中所示的相应开关的浮动电容。

图24是示出开关之后的级中的电路中的第二半时间期间流动的电流的示意图，其中示出了图19中所示的相应开关的浮动电容。

在图25中，(a)是示出变压器的输出电压的曲线图，并且(b)是示出电感器两端之间的电压的曲线图。

图26是示出开关电压vsw(实线)以及电流iq(虚线)的波形的曲线图。

图27是通过按比例放大由图26中矩形包围的右上部而获得的示意图。

图28是示出线性接近电流iq的峰值附近的区域的示意图。

图29是示出图28中所示的波形在时间轴方向上(向右的方向)延伸的示意图。

图30是示出条件1的情况下死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。

图31是示出条件1的情况下变压器的死区时间τ[ns]和输出功率[w]之间的关系的曲线图。

图32是示出条件2的情况下死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。

图33是示出条件2的情况下死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。

图34示出τ为200ns的情况下的开关电压的实际测量波形。

图35示出τ为500ns的情况下的开关电压的实际测量波形。

图36示出τ为1000ns的情况下的开关电压的实际测量波形。

图37示出τ为2000ns的情况下的开关电压的实际测量波形。

图38示出τ为200ns的情况下的开关电压的实际测量波形。

图39示出τ为3000ns的情况下的开关电压的实际测量波形。

图40是示出输入/输出共同接地型“2c2l”变压器的电路图。

图41是示出在图40中所示的变压器中的条件1的情况下死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。

图42是示出在图40中所示的变压器中的条件1的情况下死区时间τ[ns]和输出功率[w]之间的关系的曲线图。

图43是示出在图40中所示的变压器中的条件2的情况下死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。

图44是示出在图40中所示的变压器中的条件2的情况下死区时间τ[ns]和输出功率[w]之间的关系的曲线图。

图45是示出输入/输出共同接地型“4c2l”变压器的电路图。

图46是示出在图45中所示的变压器中的条件1的情况下死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。

图47是示出在图45中所示的变压器中的条件1的情况下死区时间τ[ns]和输出功率[w]之间的关系的曲线图。

图48是示出在图45中所示的变压器中的条件2的情况下死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。

图49是示出在图45中所示的变压器中的条件2的情况下死区时间τ[ns]和输出功率[w]之间的关系的曲线图。

图50是示出输入/输出共同接地型“6c2l”变压器的电路图。

图51是示出在图50中所示的变压器中的条件1的情况下死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。

图52是示出在图50中所示的变压器中的条件1的情况下死区时间τ[ns]和输出功率[w]之间的关系的曲线图。

图53是示出在图50中所示的变压器中的条件2的情况下死区时间τ[ns]和效率[％]之间的关系的曲线图。

图54是示出在图50中所示的变压器中的条件2的情况下死区时间τ[ns]和输出功率[w]之间的关系的曲线图。

具体实施方式

[实施例的概述]

本发明实施例的概述至少包括以下内容。

(1)提供在电源和负载之间的变压器由前级电路和后级电路构成。

前级电路包括：(a)由数量为2的倍数的彼此串联的多个开关组成的开关串联单元，多个开关包括从开关串联单元的两端中的一端观察到的奇数开关和偶数开关，奇数开关和偶数开关被配置为交替导通，开关串联单元作为整体并联至电源；(b)假设相应开关的互连点以及开关串联单元两端的点被认为是总计m个节点，则两端的点中的一个被认为是接地节点，且从开关串联单元的两端中的一端按1至m的顺序观察这些节点，电容器设置在第一电路径和第二电路径的至少一个电路径上，第一电路径被配置为合并奇数节点并将奇数节点引导至第一输出端口，第二电路径被配置为合并偶数节点并将偶数节点引导至第二输出端口，存在电容器以便对应于除接地节点之外的至少(m-1)个节点；以及(c)接地电路径被配置为将接地节点直接连接至第一输出端口而无需插入的电容器。

后级电路包括：(d)由彼此串联并进行互相相反极性的传导操作的一对半导体元件组成的元件串联单元，元件串联单元的两端中的一端连接至第一输出端口以及负载的接地端，同时元件串联单元的另一端连接至第二输出端口；以及(e)分别提供在第三电路径和第四电路径上的电感器，第三电路径被配置为将元件串联单元的非接地端引导至负载的接地端，第四电路径被配置为将该对半导体元件的互连点引导至负载的非接地端。

变压器还包括设置为控制开关的导通/断开操作的控制部。

如上述(1)中所述设置的变压器可通过包括前级电路和后级电路的电路构造以及通过开关进行变压。利用这种变压器作为电力变压器无需采用包括线圈，铁芯等的传统变压器。因此，能实现变压器的尺寸的大幅降低以及重量减轻，且由此实现由此产生的成本降低。此外，也解决了高频变压器中出现的寄生电容问题以及磁场泄漏的发生，且因此可实现具备低损耗的变压器。对于电源来说，ac电源或dc电源是适用的。

这种变压器能实现从电源至负载的输入/输出共同接地。这在可共享接地线方面是有利的。

(2)此外，在上述(1)中所述的变压器中，假设从死区时间开始时刻至死区时间结束时刻的时间周期是死区时间τ，则死区时间开始时刻是用于奇数开关的控制以及用于偶数开关的控制都断开的时刻，死区时间结束时刻是用于奇数开关或偶数开关的控制导通的时刻。在这种情况下，控制部在死区时间开始时间之后计算第一半时间τ1和第二半时间τ2，在一个半导体元件处于导通状态时基于从第三电路径的电感器移动至开关的浮动电容的电荷来计算第一半时间τ1，在另一半导体元件处于导通状态时基于从第三电路径的电感器移动至开关的浮动电容的电荷来计算第二半时间τ2。控制部可基于第一半时间τ1和第二半时间τ2来确定死区时间τ。

在这种情况下，可基于集中于死区时间期间的电荷移动来计算的时间τ1和τ2以确定适当的死区时间τ，由此实现零伏特转换(zvt)。

(3)此外，在上述(2)中所述的变压器中，控制部优选地在已经移动到浮动电容的电荷返回第三电路径的电感器之前终止死区时间τ。

当已经移动到浮动电容的电荷返回时，开关电压再次升高。但是，通过在电荷返回之前终止死区时间τ，可防止开关电压再次升高。

(4)在上述(3)中所述的变压器中，假设开关的切换周期是t，第三电路径的电感器的电感是l1，且负载的电阻值是r3，死区时间τ满足如下关系：

τ1+τ2≤τ≤τ0+τ1

其中

其中n表示浮动电容cds的数目，cnds表示第n个浮动电容，各个根号中的数值的符号是正号，且满足τ1<τ2。

在这种情况下，可精确确定死区时间τ的最优范围，由此可靠地实现零电压转换。而且，因为作为确定τ的范围的因子的电感仅为电感器l1的电感，因此本发明的变压器的优点在于具有精确电感的低损耗电感器可仅为电感器l1。

[实施例的细节]

在下文中，将参考附图详细说明实施例。

<<原始电路的实例>>

图1是示出作为根据本实施例的变压器的原始形式的变压器1的电路图。在图1中，变压器1设置在ac电源2和负载r(r也表示电阻值)之间。变压器1包括一对电容器c1和c2，一对电感器l1和l2，四个开关sr1，sr2，sb1和sb2，以及进行开关sr1，sr2，sb1和sb2的导通/断开控制的控制部3。控制部3的开关频率例如约为1mhz。

一对电容器c1和c2可具有相同电容值或可具有不同电容值。这同样适用于一对电感器l1和l2的电感值。

开关sr1，sr2，sb1和sb2以及控制部3构成切换变压器1的电路连接状态的开关装置4。开关sr1和sr2彼此同步操作，且开关sb1和sb2彼此同步操作。操作开关sr1和sr2以及开关sb1和sb2以便彼此互斥的交替导通。开关sr1，sr2，sb1和sb2例如是由sic元件或gan元件形成的开关元件。sic元件或gan元件允许例如比si元件更快的切换。此外，在不连接这种元件的多级的情况下能够获得足够的耐压(其例如甚至是6kv/元件)。

在图1中，一对电容器c1和c2经由连接点m1彼此串联。ac电源2连接在该串联单元的两端之间。输入电压vm施加至一对电容器c1和c2的串联单元，使得输入电流iin流动。

一对电感器l1和l2经由连接点m2彼此串联。在该串联单元的两端之间，经由电容器c1和c2施加输入电压vm，使得电流im流动。当开关sr2和sb2中的一个导通时，电流在负载r中流动。此处，施加至负载r的电压是vout，且从变压器1流至负载r的输出电流是iout。

在图2中，(a)是示出当图1中的四个开关sr1，sr2，sb1和sb2之中的上侧的两个开关sr1和sr2导通，且下侧的两个开关sb1和sb2断开时的实质连接状态的电路图。在附图中，未示出图1中的开关装置4。在图2中，(b)是以阶梯形式示出与(a)中相同的电路图的电路图。

另一方面，在图3中，(a)是示出当四个开关sr1，sr2，sb1和sb2之中的下侧的两个开关sb1和sb2导通，且上侧的两个开关sr1和sr2断开时的实质连接状态的电路图。在图3中，(b)是以阶梯形式示出与(a)中相同的电路图的电路图。

随着图2和图3中示出的状态交替重复，经由电容器c1和c2的串联单元的连接点m1获得的电压变成经由电感器l1和l2的串联单元的连接点m2获得的电压。即，电路构造由包括一对电容器c1和c2的前级电路以及包括一对电感器l1和l2的后级电路构成，且在各级处，输出相对于输入的极性通过开关反转。对于电容器c1和c2来说，其电流方向通过切换交替反转。对于电感器l1和l2来说，其电压方向通过切换交替反转。

此处，能够估计当输出时，输入电压变成1/4。这将在下文进行逻辑上的证明。

在图2中，vin是来自ac电源2的输出电压，vout是施加至负载r的电压，v1是施加至电容器c1的电压，v2是施加至电容器c2的电压，i1是流过电感器l1的电流，且i2是流过电感器l2的电流。在这种情况下，满足以下表达式。

为了简化计算，假设电容器c1和c2具有相同电容值c，且电感器l1和l2具有相同电感值l。

-vin＝v1-v2

上述表达式转换成v1，i1和i2的表达式，如下。

此处，如果设定ri1＝v3且ri2＝v4，则获得以下方程式1。

(方程式1)

在图3中，如图2中那样，vin是来自ac电源2的输出电压，vout是施加至负载r的电压，v1是施加至电容器c1的电压，v2是施加至电容器c2的电压，i1是流过电感器l1的电流，且i2是流过电感器l2的电流。在这种情况下，满足以下表达式。

-vin＝v1-v2

上述表达式转换成v1，i1和i2的表达式，如下。

此处，如果设定ri1＝v3且ri2＝v4，则获得以下方程式2。

(方程式2)

此处，难以从上述两个状态导出精确解。因此，在被认为没有引起实际问题的范围内设定以下条件。

(1)在输入电压的频率f0，l的阻抗(电抗)远小于电阻值。即，满足2πfol＜＜r。优选地，由不等号代表的差例如是一位差以上，或更优选地，两位差以上。因此可获得具有较小失真的更稳定的转换操作。

(2)在开关频率fs，c的阻抗(电抗)远小于电阻值r，但是在输入电压的频率f0，c的阻抗(电抗)远大于电阻值。即，满足1/(2πfsc)＜＜r＜＜1/(2πfoc)。优选地，由不等号代表的差例如是一位差以上，或更优选地，两位差以上。因此可获得具有较小失真的更稳定的转换操作。

(3)在切换的一个周期内，输入电压很难改变。因此，vin(t+δt)＝vin(t)(0≤δt≤1/fs)

(4)系统平稳，且以周期(1/fs)返回相同状态。

因此，vx(t+(1/fs))≈vx(t)(x＝1，2，3，4)。

如果开关sr1和sr2在0≤t≤(l/2fs)的周期期间变成导通且开关sb1和sb2在(l/2fs)≤t≤(1/fs)的周期期间变成导通。则在约t＝0时，通过方程式1的初级近似获得以下方程式3。此外，在约t＝(l/2fs)时，通过方程式2的初级近似获得以下方程式4。

(方程式3)

在上述方程式3中，第三级的表达式的右手侧上的第三项，即-(1/2){vin(1/2fs)-vin(0)}充分接近于零。

(方程式4)

在上述方程式4中，第三级的表达式的右手侧上的第三项，即-(1/2){vin(1/fs)-vin(1/2fs)}充分接近于零。

此处，如果方程式3和4中的v1，v3和v4各被耦合，即，使用v1(0)＝v1(l/fs)，v3(0)＝v3(l/fs)且v4(0)＝v4(l/fs)，且此外，如果设定δt＝l/(2fs)，则满足以下表达式。

-v3(0)-v4(0)≈v1(δt)+v3(δt)+v4(δt)+vin(δt)

v1(0)-v3(0)-v4(0)≈v3(δt)+v4(δt)

v4(0)≈v3(δt)

如果取在上面(仅在上面)所示的第一和第二级的表达式之和，则获得以下表达式。

vin＝-2{v3(0)+v4(0)+v3(δt)+v4(δt)}+v1(0)-v1(δt)

此处，从方程式3中的第三级的表达式获得v1(0)-v1(δt)＝(l/(4fscr))v4(0)。

此外，获得-vout＝r(i1+i2)＝v3+v4，且始终满足这个表达式。因此，获得以下结论性的表达式。

此处，为了简化，已经假设值c是相同值并且值l是相同值。但是，即使这些值是不同的值，也可通过类似的表达式推导而导出相同结果。

在结论性的表达式中，最低级的表达式的右手侧的第二项远小于第一项，且因此可被忽略。因此，无论负载变化(r的值的变化)如何，始终满足vin≈4vout，且输出电压变成输入电压的约1/4。因为除负载r之外未发生损耗，因此输出电流约为输入电流的四倍，且输入阻抗为电阻值r的十六倍。

对于电路参数条件来说，关于电感，都满足2πf0l＜＜r。此外，关于电容，都满足l/(2πfsc)＜＜r＜＜l/(2πf0c)。如果满足此电路参数条件，则无论负载如何变化，都可以可靠地实现电压变压比恒定，并且获得具有较少失真的更稳定的变压操作。优选地，由不等号代表的差例如是一位差以上，或更优选地，两位差以上。

图4是波形图，其中上部曲线图示出输入到变压器1的输入电压以及下部曲线图示出输入到变压器1的输入电流。

图5是示出变压的中间级的电压vm和电流im的波形。实际上，这些由基于切换的脉冲串构成，且作为整体具有如图5中所示的这种波形。

图6是波形图，其中上部曲线图示出变压器1的输出电压且下部曲线图示出变压器1的输出电流。如从图4和图6之间的比较显而易见的，电压将被变压至1/4，且伴随与此的，电流为四倍。

图1中所示的变压器1由包括开关sr1和sb1以及电容器c1和c2的前级电路1f、以及包括开关sr2和sb2以及电感器l1和l2的后级电路1r构成。前级电路1f以及后级电极1r的电路构造可如下拓扑地表达。

即，前级电路1f包括下述的“开关串联单元”以及“电容器”。

“开关串联单元”由彼此串联的两个开关(sr1和sb1)沟槽。从串联单元的两端中的一端(例如上端)观察，奇数开关(sr1)和偶数开关(sb1)被配置为交替导通，且开关串联单元作为整体并联连接至电源2。

当相应开关的互连点(n2)以及开关串联单元的两端的点(n1和n3)被认为是总计三个节点，且这三个节点从开关串联单元的两端中的一端按照1至3排列时，“电容器(c1和c2)”设置在第一电路径和第二电路径中的至少一个电路径上。第一电路径合并奇数节点(n1和n3)且将奇数节点引导至第一输出端口px，而第二电路径将偶数节点(n2)引导至第二输出端口py。存在“电容器(c1和c2)”以便对应于两个节点。

后级电路1r包括上述“元件串联单元”和“电感器”。

“元件串联单元”由彼此串联并进行相互相反极性的导通操作的一对开关(sr2和sb2)构成，且串联单元的两端中的一端连接至第一输出端口px，同时其另一端连接至第二输出端口py。

“电感器(l1和l2)”设置在第三电路径和第四电路径中的至少一个电路径上。第三电路径合并作为元件串联单元的两端的点的两个节点(n11和n13)，且将节点引导至负载r的两端中的一端。第四电路径将作为一对开关的互连点的一个节点(n12)引导至负载r的另一端。存在“电感器(l1和l2)”以便对应于总计三个节点中的两个节点(n11和n13)。

<<原始电路2的实例>>

以下将基于基础电路描述通过实际研发上述原始电路而获得的变压器的一个实例。

图7是这种变压器1的电路图。此变压器1设置在电源2和负载r之间，且由前级电路1f，后级电路1r以及控制部3构成。例如，电源2是dc电源，且电压是1kv。负载r包括作为等效电路元件的电阻r3和电容c6。

前级电路1f包括泄流电阻器r1和r2，开关sw1至sw4，开关sw1至sw4固有的二极管d1至d4，以及电容器c1至c5，且这些元件如图7中所示地连接。

后级电路1r包括二极管d11和d12以及电感器l1和l2，且这些元件如图7中所示地连接。

此外，设置进行开关sw1至sw4的导通/断开控制的控制部3。

虽然图7中示出五个电容器c1至c5，但是如下所述可省略这些电容器中的一个。因此，使用等于开关数量的“4”，图7中所示的电路被称为“4c2l”电路，其在前级具有4c且在后级具有2l。相反，图1中所示的电路为“2c2l”。

二极管d1至d4可以是开关sw1至sw4固有的主体二极管，或可以是取决于开关sw1至sw4的类型，从sw1至sw4单独设置的外部二极管。这些二极管d1至d4用作续流二极管，且可降低切换损耗，且进一步可最终降低电感器l1和l2的电感，且因此有助于小型化。

当图7中所示的变压器1的电路构造类似于图1进行拓扑地表达时，变压器1包括作为前级电路1f的“开关串联单元”和“电容器(c1至c5)”。

“开关串联单元”由彼此串联的开关(sw1至sw4)组成。，如从串联单元的两端中的一端(例如上端)观察到的，奇数开关(sw1和sw3)以及偶数开关(sw2和sw4)交替导通，且开关串联单元作为整体并联至电源2。

当相应开关的互连点(n2，n3和n4)以及开关串联单元的两端的点(n1和n5)被认为是总计五个节点，且这五个节点从开关串联单元的两端中的一端按照1至5的顺序排列时，“电容器(c1至c5)”设置在第一电路径和第二电路径中的至少一个电路径上。第一电路径合并奇数节点(n1，n3和n5)并将奇数节点引导至第一输出端口px，且第二电路径合并偶数节点(n2和n4)并将偶数节点引导至第二输出端口py。存在“电容器(c1至c5)”以便对应于五个节点。

此外，变压器1包括作为后级电路1r的“元件串联单元”和“电感器(l1和l2)”。

“元件串联单元”由彼此串联并进行相互相反极性的导通操作的一对半导体元件(d11和d12)组成，且串联单元的两端中的一端连接至第一输出端口px，而另一端连接至第二输出端口py。

“电感器(l1和l2)”设置在第三电路径和第四电路径中至少一个电路径上。第三电路径合并作为元件串联单元的两端的点的两个节点(n11和n13)，且将两个节点引导至负载r的两端中的一端。第四电路径将作为一对半导体元件的互连点的一个节点(n12)引导至负载r的另一端。存在“电感器(l1和l2)”以便对应于总计三个节点之中的两个节点(n11和n13)。

确认图7中所示的变压器进行切换以便开关sw1和sw3以及开关sw2和sw4在与用于图1中所示的变压器1相同的条件下交替导通，且因此变压器操作为具有1/8的电压变压比的降压电路。即，1kv的输入电压可被降压至125v的dc电压。

<<拓扑变型>>

以下将说明变压器1(图1，图7等)的电路构造的拓扑变型。

(2c前级电路的拓扑)

图8是示出“2c2l”变压器1中的前级电路1f的主要部分的拓扑变型的电路图。图9的(a)至(e)中所示的电路各由一对开关和一对电容器构成(省略其参考数字)。

在图8的(a)中，存在电容器以便对应于开关串联单元的节点n3以及一对开关的互连点的节点n2。在图8的(b)中，示出图1的拓扑。在图8的(c)中，存在电容器以便对应于开关串联单元的节点n1以及该对开关的互连点的节点n2。在图8的(d)中，存在两个电容器以便对应于开关串联单元的节点n3，且在输出方向存在一个电容器以便对应于节点n1。在图8的(e)中，存在两个电容器以便对应于开关串联单元的节点n1，且在输出方向存在一个电容器以便对应于节点n3。

虽然在任一上述电路中存在两个电容器，但是可存在电容器以便对应于所有节点n1至n3。

(2l后级电路的拓扑)

图9是示出后级电路1r的主要部分的拓扑变型的电路图。在图9的(a)至(e)中所示的各个电路中，连接至负载的后级电路1r由一对开关和一对电感器构成(省略其参考数字)。替代开关，可使用如图7中所示的二极管。

在图9的(a)中，存在电感器以便对应于开关串联单元的节点n13以及一对开关的互连点的节点n12。在图9的(b)中，示出图1的拓扑。在图9的(c)中，存在电感器以便对应于开关串联单元的节点n11以及一对开关的互连点的节点n12。在图9的(d)中，存在两个电感器以便对应于开关串联单元的节点n13，且在输出方向上存在一个电感器以便对应于节点n11。在图9的(e)中，存在两个电感器以便对应于开关串联单元的节点n11，且在输出方向上存在一个电感器以便对应于节点n13。

虽然在任意上述电路中存在两个电感器，但是可存在电感器以便对应于所有节点n11至n13。

(4c前级电路的拓扑)

图10示出“4c2l”变压器1中的前级电路1f的主要部分。在图10中，合并从开关串联单元的两端中的一端观察到的奇数节点n1，n3和n5并将奇数节点引导至第一输出端口px的第一电路径由实线表示，且合并偶数节点n2和n4并将偶数节点引导至第二输出端口py的第二电路径由虚线表示。由虚线表示第二电路径仅仅是出于方便说明的目的，且第二电路径与第一电路径同时存在。

这种拓扑与图7中所示的前级电路1f一致。

在图10中，可省略五个电容器中的一个以提供“4c”。假设节点数目是m(＝5)，则需要对应的电容器的数量至少为四个。

至少一个电容器需要插入到五个节点n1至n5之中的互相合并并且由第一电路径(实线)或第二电路径(虚线)连接的节点之间，以便实现其间的dc绝缘。

图11和图12各示出在图10中所示的第一电路径(实线)中电容器的总数没有减少的情况下的第一电路径的电路变型。

在图11的(a)中所示的电路中，在合并成单一路径之前的三个电路径各设置有电容器(类似于图10)。在图11的(b)，(c)和(d)中所示的电路中，在合并成单一路径之前的三个电路径中的两个各设置有电容器，且通过合并三个电路径获得的单一电路径也设置有电容器。

在图12的(a)，(b)，(c)和(d)中所示的电路中，电路径合并成两级，且一个或多个电容器在电路径合并之前和/或之后设置。

图13是示出在图10中所示的第一电路径(实线)中电容器的总数减少一个的情况下的第一电路径的电路变型的示意图。

在图13的(a)至(e)中所示的电路中，节点nl，n3和n5之中的一个节点直接连接至第一输出端口px。另外的节点经由一个电容器或两个电容器各连接至第一输出端口px。

图14是示出图10中所示的第二电路径(虚线)的电路变型的示意图。在图14中，(a)和(b)是在第二电路径中减少一个电容器，而第一电路径中未减少电容器的情况下的电路图。在(a)的情况下，节点n2直接连接至第二输出端口py。节点n4经由电容器连接至第二输出端口py。在(b)的情况下，节点n4直接连接至第二输出端口py。节点n2经由电容器连接至第二输出端口py。

在图14中，(c)，(d)和(e)是在第一电路径中减少一个电容器，而第二电路径中未减少电容器的情况下的电路图。在(c)(与图10一致)，(d)和(e)的任意情况下，节点n2和n4经由一个电容器或两个电容器各连接至第二输出端口py。

(6c前级电路的拓扑)

作为旨在提高降压比的变型例，“6c2l”也是可能的。

图15示出“6c2l”变压器1的前级电路1f的主要部分。

在图15中，合并从开关串联单元的两端中的一端观察到的奇数节点nl，n3，n5和n7并将奇数节点引导至第一输出端口px的第一电路径由实线表示，且合并偶数节点n2，n4和n6并将偶数节点引导至第二输出端口py的第二电路径由虚线表示。由虚线表示第二电路径仅仅是出于说明的方便性，且第二电路径与第一电路径同时存在。

在图15中所示的“6c2l”中，从七个电容器之中可以仅省略一个电容器以提供“6c”。假设节点的数量为m(＝7)，则对应的电容器的数量需要至少为六个。

至少一个电容器需要插入到七个节点n1至n7之中的互相合并并且由第一电路径(实线)或第二电路径(虚线)连接的节点之间，以便实现其间的dc绝缘。

图16示出在图15中所示的第一电路径(实线)或第二电路径(虚线)中减少一个电容器的情况下的电路变型。在图16的(a)中所示的电路中，节点n3直接连接至第一输出端口px而无需插入的电容器。在(b)中所示的电路中，节点n7直接连接至第一输出端口px而无需插入的电容器。在(e)中所示的电路中，节点n4直接连接至第二输出端口py而无需插入的电容器。

<<拓扑的概述>>

此外，前级电路1f可以类似地扩展至“8c”以上。

基于上述示例的各种电路，前级电路1f可拓扑地表示如下。

前级电路1f(参见图1，图8以及图10至16)包括：(a)由数量为2的倍数的彼此串联的多个开关组成的开关串联单元，多个开关包括从串联单元的两端中的一端观察到的奇数开关和偶数开关，奇数开关和偶数开关被配置为交替导通，开关串联单元作为整体并联至电源；以及(b)假设相应开关的互连点以及开关串联单元的两端的点被认为是总计m个节点，并且从开关串联单元的两端中的一端按照1至m的顺序观察这些节点，电容器被设置在第一电路径和第二电路径的至少一个电路径上，第一电路径被配置为合并奇数节点且将奇数节点引导至第一输出端口，第二电路径被配置为合并偶数节点且将偶数节点引导至第二输出端口，存在电容器以便对应于至少(m-1)个节点。

另一方面，后级电路1r(参见图1，图7和图9)包括：(c)由彼此串联并进行相互相反极性的传导操作的一对半导体元件组成的元件串联单元，串联单元的两端中的一端连接至第一输出端口，同时另一端连接至第二输出端口；以及(d)设置在第三电路径和第四电路径中的至少一个电路径上的电感器，第三电路径被配置为合并作为元件串联单元的两端的点的两个节点并将两个节点引导至负载的一端，第四电路径被配置为将作为一对半导体元件的互连点的一个节点引导至负载的另一端，存在电感器以便对应于总计三个节点中的至少两个节点。

如果后级电路1r的半导体元件是二极管，则可通过以其传导方向彼此相反地串联连接二极管来构造元件串联单元。如果半导体元件是开关，则可通过串联连接一对开关来构造元件串联单元，且该一对开关交替导通。

如上所述的变压器1可通过包括前级电路1f和后级电路1r的电路构造以及通过切换来进行变压。使用变压器1作为电力变压器使得无需使用包括线圈，铁芯等的传统变压器。因此，能实现变压器尺寸的大幅降低以及重量减轻，且由此实现成本降低。此外，也解决了高频变压器中出现的寄生电容问题以及磁场泄漏的发生，且因此可实现具有低损耗的变压器。对于电源来说，ac电源或dc电源是可用的。

<<输入/输出共同接地型变压器>>

以下，将说明可以说作为本发明的主体的输入/输出共同接地型变压器。图1和图7中所示的变压器1不能实现从电源2至负载r的输入/输出共同接地。如果能实现输入/输出共同接地，则接地是容易实现的。因此，考虑输入/输出共同接地型变压器的变型。

图17是示出前级电路1f变型成输入/输出共同接地型的方式的电路图。在图17中，(a)示出类似于图7和图10中所示的前级电路1f，且(b)示出进行等效于图17的(a)中所示的前级电路1f的输入/输出操作的前级电路1f。此处，采用图13的(e)中所示的拓扑以及图14的(d)中所示的拓扑。根据图17的(b)中所示的前级电路1f，节点n5可直接连接至第一输出端口px而无需插入的电容器。因此，图17的(b)中所示的前级电路1f适于输入/输出共同接地。

图18是示出连接至负载r的后级电路1r变型成输入/输出共同接地型的方式的电路图。在图18中，(a)示出使用三个电感器l1至l3的电路，其也可以被称为后级电路1r的原始形式。这种电路可通过省略电感器l2而变型为图18的(b)中所示的电路。但是，(b)中所示的电路不适于期望位于电路底部的电路径接地的情况。因此，从(a)中省略电感器l3且反转二极管d11和d12的极性以制成图18的(c)中所示的电路。(c)中所示的电路在位于电路底部的电路径中不具有电路元件，且因此适于输入/输出共同接地。当以电感器l1的位置改变来表示时，(c)中所示的电路变成图18的(d)中所示的电路。(c)中所示的电路以及(d)中所示的电路在电路连接方面是相同的。

图19是示出输入/输出共同接地型变压器1的电路图。通过将图17和图18中所示的变型的方式应用至图7中所示的电路来获得这种变压器1。

在图19中，变压器1设置在电源2和负载r之间，且由前级电路1f和后级电路1r构成。

前级电路1f包括下述“开关串联单元”，“电容器”以及“接地电路径”。“开关串联单元”由彼此串联的四个开关sw1至sw4组成。从例如串联单元的上端观察，奇数开关sw1和sw3以及偶数开关sw2和sw4交替导通，且开关串联单元作为整体并联至电源2。

假设相应开关的互连点n2，n3和n4以及开关串联单元的两端的点nl和n5被认为是总计五个节点，且两端的点中的一个被认为是接地节点n5，则存在第一电路径，其合并从开关串联单元的上端观察的奇数节点nl，n3和n5，且将奇数节点引导至第一输出端口px，以及第二电路径，其合并从开关串联单元的上端观察的偶数节点n2和n4，且将偶数节点引导至第二输出端口py。

第一电路径设置有电容器c1和c3，且第二电路径设置有电容器c2和c4。在输出方向上存在这些电容器以便对应于除接地节点n5之外的四个节点。节点和电容器之间的对应如下：

nl：c1，c3

n2：c2，c4

n3：c3

n4：c4

接地电路径g将接地节点n5直接连接至第一输出端口px而无需插入的电容器。

当以各种假设的拓扑以便表述“开关串联单元”时，开关串联单元由数量为2的倍数的彼此串联的多个开关组成，如从串联单元的两端中的一端观察，奇数开关以及偶数开关交替导通，且开关串联单元作为整体并联至电源。

当相应开关的互连点以及开关串联单元的两端的点被认为是总计m个节点时，两端的点中的一个被认为是接地节点，且从开关串联单元的两端中的一端按1至m的顺序观察这些节点，“电容器”设置在合并奇数节点并将奇数节点引导至第一输出端口的第一电路径以及合并偶数节点并将偶数节点引导至第二输出端口的第二电路径中的至少一个电路径上，且存在“电容器”以便对应于除接地节点之外的(m-1)个节点。

同时，后级电路1r包括“二极管串联单元”和“电感器”。

“二极管串联单元”由彼此串联并进行相互相反极性的传导操作的一对二极管d11和d12组成，且串联单元的两端中的一端(节点n13)连接至第一输出端口px以及连接至负载r的接地端，同时串联单元的另一端(节点n11)连接至第二输出端口py。

电感器l1设置在将二极管串联单元的非接地端(节点n11)引导至负载r的接地端的第三电路径中。电感器l2设置在将一对二极管d11和d12的互连点(节点n12)引导至负载r的非接地端的第四电路径中。

二极管d11和d12可被开关控制以便进行类似操作。因此，在更一般的表述中，后级电路1r包括“元件串联单元”和“电感器”。

元件串联单元由彼此串联并进行相互相反极性的传导操作的一对半导体元件组成，串联单元的两端中的一端连接至第一输出端口且连接至负载的接地端，同时另一端连接至第二输出端口。

“电感器”分别设置在将元件串联单元的非接地端引导至负载的接地端的第三电路径中以及将一对半导体元件的互连点引导至负载的非接地端的第四电路径中。

如上所述构造的输入/输出共同接地型变压器1可通过如图7中包括前级电路1f和后级电路1r的电路构造以及通过切换来进行变压。使用这种变压器1作为电力变压器使得无需使用包括线圈，铁芯等的传统变压器。因此，能实现变压器的尺寸的大幅降低以及重量减轻，且由此实现成本降低。此外，也解决了高频变压器中出现的寄生电容的问题以及磁场泄漏的发生，且因此可实现具有低损耗的变压器。对于电源来说，ac电源或dc电源是可用的。

这种变压器1能实现从电源2至负载r的输入/输出共同接地。这在共享接地线方面是有利的。此外可实现零件数目的减少。

<<死区时间的设计>>

接下来将说明图19中所示的变压器1中的死区时间的设计。死区时间是当图19中所示的奇数开关sw1和sw3和偶数开关sw2和sw4交替导通时，从用于所有开关的控制断开时的瞬间至用于任一开关的控制导通时的过渡时间。

图20是示出当奇数开关或偶数开关从导通变为断开且随后再次变为导通时开关电压(漏源电压)改变的曲线图。当开关导通时，开关电压为0v。当开关断开时，开关电压例如是500v。在开关的导通至断开的改变期间或断开至导通的改变期间，在死区时间τ中存在过渡电压变化。当开关从断开至导通改变时，希望开关电压降至0v且随后开关改变至导通的零电压过渡(zvt)以便最小化开关损耗。

图21是示出zvt和从断开至导通的死区时间的长度之间关系的曲线图，其被设定为“长”，“中”和“短”。在图21中，当死区时间τ短于适当值(中)时，会发生由长短交替虚线表示的电压改变，且在电压达到0v之前下一导通开始。即，没有zvt。另一方面，当死区时间τ长于适当值(中)时，发生由实线表示的电压变化且电压一度达到0v，但是随后电压再次增大，且最终，伴随着电压保持增大的下一导通开始。即，也没有zvt。因此，存在由虚线表示的“τ”的适当范围(不是太长也不是太短)。

图22是示出当开关跨越死区时间τ随着水平轴的时间等比例增大而从断开至导通改变时各个量的改变的曲线图。在图22中，示出下述的量的改变：任一开关电压vsw(实线)；流入电感器l1中的电流il1(虚线)；流入二极管d11中的电流id11；以及流入二极管d12中的电流id12。

发现在图22中，死区时间τ包括从500v至250v的第一半时间τ1以及从250v至0v的后续的第二半时间τ2。即满足以下关系：

τ≥τ1+τ2…(1)

第一半时间τ1的梯度以及第二半时间τ2的梯度彼此略微不同，且满足τ1<τ2。因此，死区时间τ可被认为对于第一半时间τ1以及第二半时间τ2来说是独立的。假设来自变压器1的125v的输出电压是vout，

τ1：其中电压从4vout至2vout的时段

τ2：其中电压从2vout至0的时段

在第一半时间τ1期间，二极管d12处于导通态，且电流id12流动。在第二半时间τ2期间，二极管d11处于导通态，且电流id11流动。

图23示出在第一半时间τ1期间，后级电路中相对于开关sw1至sw4流动的电流，其中示出图19中所示的开关sw1至sw4所具有的浮动电容c11至c14。浮动电容c11至c14具有公共电容cds。

在第一半时间τ1期间，二极管d12处于导通态，而二极管d11不处于导通态。在这种状态下，从后级电路1r流入前级电路1f的浮动电容c11至c14的电流iq等于流入电感器l1的电流，且满足以下关系：

iq＝il1

同样，图24示出在第二半时间τ2期间，后级电路中相对于开关sw1至sw4流动的电流，其中示出图19中所示的开关sw1至sw4所具有的浮动电容c11至c14。

在第二半时间τ2期间，二极管d11处于导通态，而二极管d12不处于导通态。在这种状态下，通过从流入电感器l1的电流减去流入负载的电阻r3的电流ir来计算从后级电路1r流入前级电路1f的浮动电容c11至c14的电流iq，且满足以下关系：

iq＝il1-ir

此处，采用用于分析的以下近似条件

(近似条件1)

首先，假设降压比恒定在1/8。即，假设变压器1的输入电压是vin且其输出电压为vout，则满足以下关系：

vout≈vin/8＝125[v]

(近似条件2)

电感器l1和l2中的每一个的两端的电压波形是具有50％占空比的矩形波。

(近似条件3)

电感器l1的两端之间的电压vl的绝对值是输出电压的两倍。即，假设电压vl的最大值是vlmax且电压vl的最小值是vlmin，则满足以下关系：

vlmax≈2vout

vlmin≈-2vout

在图25中，(a)是示出变压器1的输出电压的曲线图。输出电压vout是输入电压vin(＝1kv)的1/8，且为125v。在图25中，(b)是示出电感器l1两端之间的电压vl1的曲线图。电压vl1是±250v，且满足以下关系：

|vl1|≈2vout

因此，在以下计算中，

vl1≈±2vout

图26是示出开关电压vsw(实线)以及电流iq(虚线)的波形的曲线图。

电感器l1的两端之间的电压vl1表示为

vl1＝l1(dil(t)/dt)＝l1·a

其中a是电流iq的近似直线的倾斜角。

因此，满足以下关系：

a＝2vout/l1…(2)

此外，流入负载的电流ir表示为

ir＝vout/r3…(3)

按比例放大图26的被矩形包围的右上部，以获得图27。在死区时间τ期间，电流iq的变化特性在第一半时间τ1与第二半时间τ2之间的边界改变，在该位置开关电压(实线)的梯度改变。因此，电流iq的变化被认为对于第一半时间τ1和第二半时间τ2来说是独立的。

图28示出线性近似的电流iq的峰值周围的部分。

在图28中，在第一半时间τ1期间流入浮动电容cds(c11至c14的通称)的电荷q1由图23中的左侧的阴影区域表示。电荷q1如下表示，同时省略得到以下结果的计算。

q1＝(vout·τ1/2){(t/l1)+(1/r3)}-(vout·τ1²/l1)…(4)

此外，在第二半时间τ2期间流入浮动电容cds的电荷q2由图23中的右侧的阴影区域表示。即，电荷q1如下表示：

q2＝(vout·τ2/2){(t/l1)-(1/r3)}-(vout·τ2²/l1)…(5)

因为电荷q1，所以电荷等于移动至四个浮动电容cds(c11至c14)的vin(＝1kv)/4，即250v(＝2vout)，且因此获得以下表达式：

q1＝4cds·2vout＝8cds·vout…(6)

当相对于τ1解从表达式(4)和(6)获得的二次方程时，获得以下表达式：

τ1＝(t/4)+(l1/4r3)-(1/4)[{t+(l1/r3)}²-128l1cds]^1/2…(7)

同样，因为电荷q2，所以电荷等于移动至四个浮动电容cds(c11至c14)的vin(＝1kv)/4，即250v(＝2vout)，且因此获得以下表达式：

q2＝4cds·2vout＝8cds·vout…(8)

当相对于τ2解从表达式(5)和(8)获得的二次方程时，获得以下表达式：

τ2＝(t/4)-(l1/4r3)-(1/4)[{t-(l1/r3)}²-128l1cds]^1/2…(9)

此外，死区时间τ的最小值τmin如下表达：

τmin＝τ1+τ2…(10)

接下来，将考虑死区时间τ的最大值。

图29是示出在时间轴方向上(向右的方向)延伸的图28中所示的波形的示意图。在第二半时间τ2的第二半区中，电流梯度变成(-a)。因此，存在从峰值至iq＝0的时间τ0。在经过时间τ0之后，负的电流流动。这意味着电荷从浮动电容cds返回至电感器l1。如果这样，则开关电压再次增大。因此，必须设定死区时间τ以便不超过时间τ0。当没有超过时间τ0的死区时间的最大值是τmax时，如下表达τmax：

τmax＝τ1+τ0…(11)

毋容质疑的是τmax必须满足τmax<(t/2)以便确保开关的导通时间。

在图29中，“电流iq＝0”如下表达：

{(at/4)-(vout/2r3)}-aτ0＝0…(12)

且表达式(12)进一步转换成

τ0＝(t/4)-(l1/4r3)…(13)

结果，死区时间τ的范围应如下设定：

τ1+τ2≤τ≤τ0+τ1…(14)

其中τ0，τ1和τ2如下。

其中各个根号中的值的符号都为正，且满足τ1<τ2。

考虑前级电路的多级构造，如下概括τ0，τ1和τ2。即使当考虑前级电路的多级构造时表达式(14)也不改变。

假设浮动电容cds(等于构成开关串联单元的开关的数量)的数量是n，且从1开始按顺序计数的第n个浮动电容是cnds，则如下概括τ0，τ1和τ2：

其中各个根号中的值的符号都为正，且满足τ1<τ2。

(结论)

如上详细所述，例如，在图19中，变压器1的控制部3在死区时间已经开始的时间之后获得：可基于二极管d11和d12中的一个(d12)处于导通态时从电感器l1移动至开关的浮动电容cds的电荷来计算的第一半时间τ1；以及基于二极管d11和d12中的一个(d11)处于导通态时从电感器l1移动至开关的浮动电容cds的电荷计算的第二半时间τ2，且随后控制部3可基于第一半时间τ1和第二半时间τ2来确定死区时间τ。

因此，基于集中在死区时间期间的电荷移动来计算的时间τ1和τ2，可确定适当的死区时间τ以实现零电压过渡(zvt)。

此外，控制部3在已经移动至浮动电容cds的电荷返回至电感器l1之前终止死区时间τ，由此避免开关电压再次增大。

此外，可基于上述表达式(7)，(9)，(13)和(14)来精确地确定死区时间τ的适当范围，由此可靠地实现零电压过渡。

此外，因为作为确定死区时间τ的范围的一个因素的电感仅为电感器l1的电感，因此本实施例的变压器1的优点在于具有精确电感的低损耗电感器可以仅为电感器l1。

<<死区时间τ的效果的检验>>

关于其中在上述范围内设计死区时间τ的各种输入/输出共同接地型变压器，已经检验了其性能。检验结果如下所述。

<条件1>

电路构造：“输入/输出共同接地型(图19)”

电感器l1的电感l1＝15[mh]

负载的电阻r3＝15625[ω]

浮动电容cds＝5[pf]

在上述条件1的情况下，死区时间τ的最小值和最大值基于上述表达式(14)如下计算。

最小值τmin＝249[ns]

最大值τmax＝2372[ns]

图30是示出在条件1的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间关系的曲线图。当在曲线图上绘制所计算的τmin和τmax时，发现这些值对应于效率在曲线图中所示的特性上优良的范围。

图31是示出在条件1的情况下的死区时间τ[ns]和输出功率[w]之间关系的曲线图。当在曲线图上绘制所计算的τmin和τmax时，发现这些值对应于在曲线图中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。

<条件2>

电路构造：“输入/输出共同接地型”

电感器l1的电感l1＝15[mh]

负载的电阻r3＝15625[ω]

浮动电容cds＝10[pf]

在上述条件2的情况下，死区时间τ的最小值和最大值基于上述表达式(14)如下计算。

最小值τmin＝512[ns]

最大值τmax＝2489[ns]

图32是示出在条件2的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间关系的曲线图。当在曲线图上绘制所计算的τmin和τmax时，发现这些值对应于效率在曲线图中所示的特性上优良的范围。

图33是示出在条件2的情况下的死区时间τ[ns]和输出功率[w]之间关系的曲线图。当在曲线图上绘制所计算的τmin和τmax时，发现这些值对应于在曲线图中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。

如上所述，因为基于由表达式(14)示出的关系来确定死区时间τ，所以变压器可具有优良的效率以及稳定的高输出。

接下来，在图19中所示的电路中，在以下条件下，以被适当改变的τ的数值来进行与zvt有关的电压波形的观察：

c1，c2，c3，c4，c6：10nf

r1，r2：330kω

l1：2.2mh

l2：100mh

r3：15000ω

切换频率fs：100khz

d1至d4：体二极管

vin：20v

根据表达式(14)，在上述条件下τmin和τmax的计算的值如下：

最小值τmin＝449ns

最大值τmax＝2685ns

图34示出在τ为200ns的情况下的开关sw4的开关电压的实际测量波形。在这种情况下，在图34的圆圈标记附近的控制被导通。但是，此时，电压还未降至0v。因此，在τ＝200ns时没有实现zvt。

同样，图35示出在τ为500ns的情况下的开关电压的实际测量波形。在这种情况下，当控制被导通时，电压已经降至0v。因此，在τ＝500ns时开始出现zvt。τ的这个值大致与449ns的计算值一致。

图36示出τ＝1000ns的情况下的开关电压的实际测量波形。在这种情况下，实现了zvt。

图37示出τ＝2000ns的情况下的开关电压的实际测量波形。在这种情况下，实现了zvt。

即，获得τ处于449至2685ns范围内时实现zvt的理论结果。

图38示出τ＝2700ns的情况下的开关电压的实际测量波形。在这种情况下，当控制被导通时，电压开始再次增大。

图39示出τ＝3000ns的情况下的开关电压的实际测量波形。在这种情况下，当控制被导通时，发生电压的再次增大。

即，τmax与2685ns的计算值良好地相符。

<<死区时间τ的效果的验证，以及补充附注>>

作为参考，关于具有各种拓扑的输入/输出共同接地型变压器，死区时间τ的范围及其性能的验证结果如下所述。

图40是示出输入/输出共同接地型“2c2l”变压器1的电路图。通过省略二极管，泄流电阻等来简化这种电路的说明。此外，在后级电路1r中的半导体元件d11和d12是具有相反极性的二极管，或交替导通的开关(同样适用于下文)。

已经检验了图40中所示的变压器1的性能。检验结果如下所述。

<条件1>

电感器l1的电感l1＝15[mh]

负载的电阻r3＝7000[ω]

浮动电容cds＝10[pf]

在这种情况下，死区时间τ的最小值和最大值基于上述表达式(14)如下计算。

最小值τmin＝259[ns]

最大值τmax＝2065[ns]

图41是示出在条件1的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间关系的曲线图。当在曲线图上绘制所计算的τmin和τmax时，发现这些值对应于效率在曲线图中所示的特性上优良的范围。

图42是示出在条件1的情况下的死区时间τ[ns]和输出功率[w]之间关系的曲线图。当在曲线图上绘制τmin和τmax时，发现这些值对应于在曲线图中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。

<条件2>

电感器l1的电感l1＝30[mh]

负载的电阻r3＝15625[ω]

浮动电容cds＝10[pf]

在这种情况下，死区时间τ的最小值和最大值基于上述表达式(14)如下计算。

最小值τmin＝531[ns]

最大值τmax＝2229[ns]

图43是示出在条件2的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间关系的曲线图。当在曲线图上绘制所计算的τmin和τmax时，发现这些值对应于效率在曲线图中所示的特性上优良的范围。

图44是示出在条件2的情况下的死区时间τ[ns]和输出功率[w]之间关系的曲线图。当在曲线图上绘制所计算的τmin和τmax时，发现这些值对应于在曲线图中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。

图45是示出输入/输出共同接地型“4c2l”变压器1。虽然这种电路类似于图19中所示的电路，但是电容器c3的位置与图19略有不同。

已经检验了变压器1的性能。检验结果如下所述。

<条件1>

电感器l1的电感l1＝15[mh]

负载的电阻r3＝15625[ω]

浮动电容cds＝5，8，13，14[pf]

在这种情况下，死区时间τ的最小值和最大值基于上述表达式(14)如下计算。

最小值τmin＝512[ns]

最大值τmax＝2489[ns]

图46是示出在条件1的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间关系的曲线图。当在曲线图上绘制所计算的τmin和τmax时，发现这些值对应于效率在曲线图中所示的特性上优良的范围。

图47是示出在条件1的情况下的死区时间τ[ns]和输出功率[w]之间关系的曲线图。当在曲线图上绘制所计算的τmin和τmax时，发现这些值对应于在曲线图中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。

<条件2>

电感器l1的电感l1＝15[mh]

负载的电阻r3＝15625[ω]

浮动电容cds＝4，7，12，9[pf]

在这种情况下，死区时间τ的最小值和最大值基于上述表达式(14)如下计算。

最小值τmin＝405[ns]

最大值τmax＝2441[ns]

图48是示出在条件2的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间关系的曲线图。当在曲线图上绘制所计算的τmin和τmax时，发现这些值对应于效率在曲线图中所示的特性上优良的范围。

图49是示出在条件2的情况下的死区时间τ[ns]和输出功率[w]之间关系的曲线图。当在曲线图上绘制所计算的τmin和τmax时，发现这些值对应于在曲线图中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。

图50是示出输入/输出共同接地型“6c2l”变压器1的电路图。

已经检验了这种变压器1的性能。检验结果如下所述。

<条件1>

电感器l1的电感l1＝15[mh]

负载的电阻r3＝15625[ω]

浮动电容cds＝10[pf]

在这种情况下，死区时间τ的最小值和最大值基于上述表达式(14)如下计算。

最小值τmin＝792[ns]

最大值τmax＝2611[ns]

图51是示出在条件1的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间关系的曲线图。当在曲线图上绘制所计算的τmin和τmax时，发现这些值对应于效率在曲线图中所示的特性上优良的范围。

图52是示出在条件1的情况下的死区时间τ[ns]和输出功率[w]之间关系的曲线图。当在曲线图上绘制所计算的τmin和τmax时，发现这些值对应于在曲线图中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。

<条件2>

电感器l1的电感l1＝15[mh]

负载的电阻r3＝15625[ω]

浮动电容cds＝5[pf]

在这种情况下，死区时间τ的最小值和最大值基于上述表达式(14)如下计算。

最小值τmin＝378[ns]

最大值τmax＝2429[ns]

图53是示出在条件2的情况下的死区时间τ[ns]和效率[％]之间关系的曲线图。当在曲线图上绘制所计算的τmin和τmax时，发现这些值对应于效率在曲线图中所示的特性上优良的范围。

图54是示出在条件2的情况下的死区时间τ[ns]和输出功率[w]之间关系的曲线图。当在曲线图上绘制所计算的τmin和τmax时，发现这些值对应于其中在曲线图中所示的特性上实现稳定的高输出的范围。

如上所述，根据表达式(14)适当确定的死区时间τ的范围也得到上述补充附注的支持。

<<补充>>

注意，本文公开的实施例在所有方面都是说明性的，且不应被认为是限制性的。本发明的范围由权利要求的范围定义且旨在涵盖等效于权利要求范围的含义以及该范围内的所有变型。

参考符号列表

1变压器

1f前级电路

1r后级电路

2ac电源，电源

3控制部

4开关装置

c1至c6电容器

c6电容

d1至d4，d11，d12二极管

g接地电路径

l1，l2电感器

m1，m2连接点

n1至n7，n11至n13节点

px第一输出端口

py第二输出端口

r负载

r1，r2泄流电阻器

r3电阻

sr1，sr2，sb1，sb2开关

sw1至sw6开关