谐振DC‑DC转换器的制作方法

本发明的各方面大体上涉及功率转换装置，更具体地，涉及谐振dc-dc功率转换器。

背景技术：

谐振dc-dc转换器被许多人认为是有吸引力的功率转换方案，因为它们可以提供许多益处。在具有变压器的谐振槽之后提供电隔离，这对于电平转换以及安全性来说很重要。在某些应用中，例如薄膜太阳能面板，需要电隔离来进行正确操作。谐振转换器还具有固有属性，例如半导体开关的软切换，这些固有属性实现高效率和低噪声。

常用的谐振转换器的类型为llc谐振转换器，其以用于形成其谐振槽的两个电感器和一个电容器命名。llc谐振转换器由于其能实现高效率的能力而受欢迎。然而，这种类型的转换器的缺点包括，输出电容器中的高ac电流导致功率损耗高于预期并且输出滤波组件的体积或大小较大。

组合或并联多个llc转换器并且将它们的输出与适当的脉宽调制(pulsewidthmodulation，pwm)交织能够减少输出纹波电流并且有助于减小输出滤波电容器所需的体积。然而，由于自愿和管理要求，仍需要进一步改进效率和大小，并且在某些应用中可能需要进一步改进效率和大小。因此，需要改进的谐振dc-dc转换器拓扑，其可以从较小封装提供更高的效率和低噪声。

因此，期望提供一种解决上文所识别的至少一些问题的dc-dc转换器拓扑。

技术实现要素：

本发明的目的是提供改进的谐振dc-dc转换器拓扑，其能够从较小封装实现更高的效率和更低的噪声。该目的由独立权利要求的主题来实现。更多有利修改可以在附属权利要求中找到。

根据本发明的第一方面，上述和其它目的和优点通过包括第一输入节点、第二输入节点和第三输入节点的谐振电路获得，其中所述第一、第二和第三输入节点中分别用于接收三相输入功率中的一相。所述谐振电路形成三角形电路，其中所述三角形电路包括连接在第一角节点与第二角节点之间的第一支路、连接在所述第二角节点与第三角节点之间的第二支路以及连接在所述第三角节点与所述第一角节点之间的第三支路。所述谐振电路还包括：连接在所述第一输入节点与所述第一角节点之间的第一外部谐振设备、连接在所述第二输入节点与所述第二角节点之间的第二外部谐振设备以及连接在所述第三输入节点与所述第三角节点之间的第三外部谐振设备。所述三角形电路的每个支路包括与对应的变压器串联连接的内部谐振设备。对所述三角形电路内部的所述内部谐振设备和所述三角形电路外部的所述外部谐振设备的定位例如通过提高零电压切换性能来提高dc-dc转换器的性能。

根据所述第一方面，在所述谐振电路的第一可能实现形式中，所述第一支路包括串联连接在所述第一角节点与第一变压器之间的第一内部谐振设备，所述第二支路包括串联连接在所述第二角节点与第二变压器之间的第二内部谐振设备，所述第三支路包括串联连接在所述第三角节点与第三变压器之间的第三内部谐振设备。对所述三角形电路内部的所述内部谐振设备和所述三角形电路外部的所述外部谐振设备的定位提高了dc-dc转换器的性能。

根据所述第一方面的所述第一可能实现形式，在所述谐振电路的第二可能实现形式中，所述第一外部谐振设备、所述第二外部谐振设备和所述第三外部谐振装置是电容器，所述第一内部谐振设备、所述第二内部谐振设备和所述第三内部谐振设备是电感器。该实现形式提高了用于向所述谐振电路提供所述三相功率的逆变电路的零电压切换效率。

根据如上所述第一方面的所述第一或第二可能实现形式，在所述谐振电路的第三可能实现方式中，所述第一外部谐振设备、所述第二外部谐振设备和所述第三外部谐振装置是电感器，所述第一内部谐振设备、所述第二内部谐振设备和所述第三内部谐振设备是电容器。该实现形式提高了用于向所述谐振电路提供所述三相功率的逆变电路的所述零电压切换效率。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一至第三实现形式，在所述谐振电路的第四实现形式中，所述第一内部谐振设备、所述第二内部谐振设备和所述第三内部谐振设备合并为单个集成电感设备。该实现形式改进了所述谐振电路的功率密度。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一至第四实现形式，在所述谐振电路的第五可能实现方式中，所述第一外部谐振设备、所述第二外部谐振设备和所述第三外部谐振设备合并为单个集成电感设备。将三个电感设备集成为单个集成电感设备增加了所述谐振电路的所述功率密度。

根据如上所述第一方面或所述第一至第五可能实现形式，在所述谐振电路的第六可能实现方式中，所述第一变压器包括与第一并联电感器并联连接的第一初级绕组，所述第二变压器包括与第二并联电感器并联连接的第二初级绕组，所述第三变压器包括与第三并联电感器并联连接的第三初级绕组。该实现形式提供了对所述并联电感器的更好的控制。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第六可能实现形式，在所述谐振电路的第七可能实现形式中，所述第一并联电感器、所述第二并联电感器和所述第三并联电感器合并为单个集成电感设备。将所述三个并联电感器合并为单个电感设备降低了成本。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第六或第七可能的实现形式，在所述谐振电路的第八可能实现形式中，所述第一并联电感器、所述第二并联电感器和所述第三并联电感器分别包括所述第一初级绕组、所述第二初级绕组和所述第三初级绕组的磁化电感。该实现形式减少了用于构造所述谐振电路的分立电子设备的数量。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第六至第八可能实现形式，在所述谐振电路的第九可能实现形式中，所述第一变压器包括磁耦合到所述第一初级绕组的第一次级绕组，所述第二变压器包括磁耦合到所述第二初级绕组的第二次级绕组，所述第三变压器包括磁耦合到所述第三初级绕组的第三次级绕组，其中所述第一次级绕组、所述第二次级绕组和所述第三次级绕组以三角形配置连接在一起。该实现形式允许仅通过三个导体输出三相功率。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第九可能实现形式，在所述谐振电路的第十可能实现方式中，所述第一次级绕组、所述第二次级绕组和所述第三次级绕组以星形配置连接在一起。该实现形式允许仅通过三个导体输出三相功率。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第九或第十可能实现形式，在所述谐振电路的第十一可能实现形式中，第一谐振电路输出节点连接到所述第一次级绕组，第二谐振电路输出节点连接到所述第二次级绕组，第三谐振电路输出节点连接到所述第三次级绕组，整流电路用于从所述第一谐振电路输出节点、所述第二谐振电路输出节点和所述第三谐振电路输出节点接收三相ac功率以产生dc功率。该实现形式从所述谐振电路三相ac输出功率产生dc功率。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一至第十一可能实现形式，在所述谐振电路的第十二可能实现形式中，逆变电路用于接收dc输入电压，其中所述逆变电路包括：第一半桥电路、第二半桥电路和第三半桥电路，分别在所述dc输入电压两端并联连接，并且用于将方波电压提供给所述第一输入节点、所述第二输入节点和所述第三输入节点中相应的一个。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第十二可能实现形式，在所述谐振电路的第十三可能实现形式中，所述第一半桥电路、所述第二半桥电路和所述第三半桥电路在所述dc输入电压两端串联连接。该实现形式允许所述谐振电路从dc电源驱动。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的所述第一至第十三可能实现形式，在所述谐振电路的第十四可能实现形式中，所述第一变压器、所述第二变压器和所述第三变压器合并成单个集成变压器设备。将所有三个变压器设备集成为单个集成变压器设备增加了所述谐振电路的所述功率密度并降低了所述谐振电路的生产成本。

结合附图，根据本文描述的实施例，示例性的实施例的这些和其它方面、实现方式和优点将变得显而易见。但应了解描述和附图仅用于说明并且不作为对所公开发明限制的定义，所述限制应参考随附的权利要求书。本发明的其它方面和优点将在下文说明中阐述，而且部分将从说明中显而易见，或通过本发明的实践得知。此外，本发明的各方面和优点可以通过所附权利要求书中尤其指出的工具和组合实现和获取。

附图说明

在本公开内容的以下详述部分中，将参看附图中所展示的示例性实施例来更详细地解释本发明，其中：

图1示出了包括所公开实施例的各方面的示例性三相谐振电路拓扑。

图2示出了包括所公开实施例的各方面的三相谐振电路次级绕组的示例性星形配置的示意图。

图3示出了包括所公开实施例的各方面的三相谐振电路次级绕组的示例性三角形配置的示意图。

图4示出了包括所公开实施例的各方面的通过谐振电路的谐振电感器的电流的曲线图。

图5示出了包括所公开实施例的各方面的谐振电路的三相逆变电路。

图6示出了示出包括所公开实施例的各方面的谐振电路的示例性开关控制信号的曲线图。

图7示出了包括所公开实施例的各方面的谐振电路的示例性逆变电路的示意图。

图8示出了包括所公开实施例的各方面的谐振电路的三相整流电路的示例性实施例。

图9示出了包括所公开实施例的各方面的具有谐振电路的示例性谐振dc-dc转换器的框图。

图10示出了示出包括所公开实施例的各方面的基于谐振电路的示例性dc-dc转换器的dc输出电压的曲线图。

具体实施方式

参考图1，可以看到适于在三相谐振dc-dc转换器中使用的三相谐振电路100的示例性实施例。如本文所使用的三相功率是指使用三个导体或相承载交流电(alternatingcurrent，ac)的电源的类型，其中每相具有相对于公共参考的相同频率和电压，并且每相与其它两相偏移120度。一般来说，三相电功率中的所有相均具有对称波形，例如正弦波或方波，使得在任何给定时间其中两相都将偏移第三相。谐振电路100用于在三个谐振电路输入节点108、110、112上接收三相电功率，其中谐振电路输入节点108、100、112分别用于接收输入相中不同的一相。

每个谐振电路输入节点108、110、112通过如图1所示的外部谐振设备rdo1、rdo2、rdo3耦合到三相三角形电路120的不同角节点102、104、106。三个外部谐振设备rdo1、rdo2、rdo3是位于三角形电路120外部的能量存储型电子元件。本文所使用的术语“谐振设备”通常是指用于存储电能的电子组件，例如电感器或电容器。例如，在一项示例性实施例中，三个外部谐振设备rdo1、rdo2、rdo3都是电容器。或者，三个外部谐振设备rdo1、rdo2、rdo3可以都是电感器。

如本文所使用的三角形电路是具有三个角节点和三个电路支路的常规三相电路，其中每个支路连接两个角节点。在图1的示例中，电路支路122将角节点102连接到角节点104，电路支路124将角节点104连接到角节点106，电路支路126将角节点106连接到角节点102。出于本文描述的目的，角节点102、104和106将称为第一角节点102、第二角节点104和第三角节点106，仅仅是为了便于理解。在三角形电路120中，三个电路支路122、124、126基本上相同，具有相同配置、类型和值的电路元件。

如图1所示，三角形电路支路122具有与变压器t1串联耦合的内部谐振设备rdi1。在图1的示例中，变压器t1包括初级绕组tp1。并联电感器ls1与变压器初级绕组tp1并联耦合。类似地，三角形电路支路124和126分别具有内部谐振设备rdi2和rdi3，rdi2和rdi3分别与对应的变压器t2和t3串联耦合。在图1的示例中，变压器t2包括初级绕组tp2，变压器t3包括初级绕组tp3。变压器t2还包括并联电感器ls2，而变压器t3包括并联电感器ls3。在图1的示例中，并联电感器ls2和ls3分别与对应的变压器初级绕组tp2和tp3并联耦合。

与上述外部谐振设备rdo1、rdo2、rdo3类似，内部谐振设备rdi1、rdi2、rdi3都包括类似类型的能量存储元件。在外部谐振设备rdo1、rdo2、rdo3是电容器的实施例中，内部谐振设备rdi1、rdi2、rdi3可全部为电感器。在外部谐振设备rdo1、rdo2、rdo3是电感器的实施例中，内部谐振设备rdi1、rdi2、rdi3可为电容器。

次级绕组ts1、ts2、ts3分别磁耦合到初级绕组tp1、tp2、tp3，并且提供输入功率之间的电流隔离，输入功率施加于谐振电路输入节点108、110、112。谐振电路100的输出功率取自变压器次级绕组ts1、ts2、ts3。在某些实施例中，需要配置初级绕组tp1、tp2、tp3与变压器次级绕组ts1、ts2、ts3之间的匝比，从而允许很容易地配置输出功率电平的变化。

每个相或支路122、124、126包括与负载有效地串联耦合的谐振槽114、116、118，因为其被反射到变压器初级绕组tp1、tp2、tp3。在操作中，谐振槽114、115、116用作分压器，该分压器支持通过改变谐振槽114、116、118的阻抗来调节施加到负载的功率。因此，输出功率可通过改变在谐振电路输入节点108、110、112上接收的功率的频率来调节。

在示例性谐振电路100中，每个谐振槽114、116、118被分离，使得并联电感ls1、ls2、ls3和内部谐振设备rdi1、rdi2、rdi3位于三角形电路120内部。每个谐振槽114、116、118中的外部谐振设备rdo1、rdo2、rdo3位于三角形电路120的外部。在内部谐振设备rdi1、rdi2、rdi3是电感器的实施例中，内部谐振设备rdi1、rdi2、rdi3可与主变压器t1、t2和t3集成，从而增加转换器100的功率密度。或者，在内部谐振设备rdi1、rdi2、rdi3是电感器的实施例中，三个电感器可集成为单个电感设备。

所示的谐振电路100拓扑还允许将所有三个主变压器t1、t2、t3集成为单个变压器。当内部谐振设备rdi1、rdi2、rdi3是电感器时，这些电感器可以一起集成为单个电感设备。内部谐振设备rdi1、rdi2、rdi3也可与三个主变压器t1、t2、t3一起集成以形成单个变压器/电感设备。

图2示出了适于耦合三相谐振电路，例如上述谐振电路100，的次级绕组ts1、ts2、ts3的示例性三相星形配置200的示意图。三相星形配置200用于产生三个谐振电路输出节点202、204、206上的三相ac输出功率210，其中谐振电路输出节点202、204、206耦合到谐振电路100的次级绕组ts1、ts2、ts3。电路节点208耦合到次级绕组ts1、ts2、ts3中的每一个，以形成用于三相ac功率210的三相的虚拟公共节点。次级或输出绕组ts1、ts2、ts3的配置200称为星形配置，或y形配置。星形配置200在谐振电路输出节点202、204、206处产生三相ac输出功率210，其中公共节点208充当虚拟公共节点。

参考图3，在一项实施例中，谐振电路100的次级绕组ts1、ts2、ts3可配置在三角形配置300中。在三角形配置300中，三个次级绕组ts1、ts2、ts3相互串联耦合，其中第一次级绕组ts1耦合到第二次级绕组ts2，第二次级绕组ts2耦合到第三次级绕组ts3，第三次级绕组ts3耦合回第一次级绕组ts1。三角形配置300形成在每对次级绕组之间具有角节点的三角形拓扑。在三角形配置300中，在每对次级绕组ts1、ts2、ts3之间形成三个输出302、304、306或角节点。三角形配置300在谐振电路输出节点302、304、306处产生三相ac功率310。

图4示出了示出通过谐振电路，例如上述示例性谐振电路100，的三个谐振电感器的电流406、408、410的曲线图400。谐振电路100的次级变压器绕组ts1、ts2、ts3可使用星形200或三角形300配置进行耦合。所示的曲线图400测量沿横轴402向右增加的以秒为单位的时间，并且测量沿纵轴404向上增加的以安培(amperes，a)为单位的电流。三个电感器电流406、408、410在相上彼此偏移成120度，从而形成三相ac功率。

如上文参考图1所述，谐振电路100用于在谐振电路输入节点108、110、112处接收可变频率三相ac输入功率。适于供给谐振电路100的可变频率三相ac功率可使用逆变电路从dc功率产生。图5示出了三相逆变电路500，其用于接收dc功率vdc并且产生适于驱动谐振电路100的三相ac功率516。逆变电路500用于接收正(+)和负(-)输入轨518、520两端的dc输入功率vdc。输入电容器cin在输入轨518、520两端耦合，并且提供dc输入功率vdc的滤波。三个半桥电路504、506、508在dc输入功率vdc两端并联耦合，可操作以在三个输出节点510、512、514处产生三相功率516。每个半桥电路504、506、508分别包括一对开关s1、s2，s3、s4和s5、s6。这些开关对允许输出节点510、512、514交替地耦合到正输入轨518或负输入轨520，以在对应的输出节点510、512、514处创建ac功率信号。

某些开关设备s1，例如金属氧化物半导体场效应管(metal-oxide-semiconductorfield-effect-transistor，mosfet)，包括与开关设备s1并联的体二极管d1。当在电路中实现零电压切换(zerovoltageswitching，zvs)时，该二极管d1是必需的，因为二极管d1在接通期间在开关s1之前导通。当使用不同类型的开关设备s1，例如绝缘栅极双极型晶体管(insulatedgatebipolartransistor，igbt))时，开关设备s1可不包括固有的二极管d1，并且需要与所示的开关设备s1并联添加单独的二极管d1。适合用作逆变器500中的开关s1、s2、s3、s4、s5、s6的mosfet开关设备包括寄生电容，该寄生电容可表示为与开关s1并联的电容器co1。在操作期间，该寄生电容被放电，从而允许开关设备s1两端的电压在开关s1接通之前基本上变为零伏。这被称为零电压切换。在实施zvs的所有实施例中，将存在与开关并联的电容，该电容是开关设备中固有的寄生电容或作为附加电容器。当使用mosfet开关设备时，电容co1是该设备中固有的；当使用igbt开关设备时，添加单独的并联电容co1。为了利于可读性，在图5的示意图中仅示出了与开关s1相关联的电容co1和二极管d1，然而，本领域技术人员将认识到，剩余的开关s2、s3、s4、s5和s6也包括类似的并联二极管和电容。并联二极管d1和电容co1在转换器的zvs功能中使用，并且在实施zvs时包括在所有转换器拓扑中。可为开关s1、s2、s3、s4、s5、s6使用任何合适类型的开关设备，例如由各种材料构成的igbt和mosfet设备，这些材料包括硅(silicon，si)、碳化硅(silicon-carbide，sic)、氮化镓(galliumnitride，gan)以及其它半导体材料。通过适当地操作开关s1、s2、s3、s4、s5、s6，三个半桥电路504、506、508可以在逆变电路500的输出节点510、512、514处产生三相ac功率。各个开关s1、s2、s3、s4、s5和s6用于通过开关控制信号(未示出)进行操作，即接通或断开。图6示出了示出可用于操作开关s1、s2、s3、s4、s5和s6以产生适于驱动上述谐振电路100的三相功率的示例性开关控制信号600的曲线图，示例性开关控制信号600在本文中也称为脉冲宽度调制(pulsewidthmodulated，pwm)信号。开关控制信号600的示例性曲线图测量沿横轴602向右增加的时间以及沿各个纵轴604、606、608向上增加的控制信号幅度(pwm脉冲)，其中开关控制信号幅度一(1)表示接通的或传导电流的开关，控制信号幅度零(0)表示断开的或不传导电流的开关。

顶部曲线图610表示分别用于图5中所示的第一半桥504的上开关s1和下开关s2的控制信号pwms1、pwms2。中间曲线图612表示分别用于第二半桥506的上开关s3和下开关s4的控制信号pwms3、pwms4。底部曲线图614表示分别用于第三半桥606的上开关s5和下开关s6的控制信号pwms5、pwms6。

将开关控制信号600施加到逆变器500的开关s1、s2、s3、s4、s5和s6将在逆变器500的输出节点510、512、514处生成三相ac输出功率516。注意，在每个开关周期616期间，半桥电路中的一个开关在另一个开关接通之前断开。因为开关s1、s2、s3、s4、s5、s6花费有限的时间来断开或接通，所以在半桥的两个开关控制信号都处于零幅度或关闭时，该开关周期616用于允许电容器co1两端的电压在接通开关之前有足够的时间来放电，以便实现zvs。

再次参考图1，将谐振槽114、116、118分离，使得并联电感ls1、ls2、ls3和内部谐振设备rdi1、rdi2、rdi3位于三角形电路120内部，而每个谐振槽114、116、118的第三谐振设备rdo1、rdo2、rdo3位于三角形电路120外部，显著地提高了用于驱动谐振电路100的三相逆变电路500等逆变电路的零电压切换(zerovoltageswitching，zvs)性能。在内部谐振设备rdi1、rdi2、rdi3是电感器的实施例中，改进的zvs性能取决于内部谐振设备rdi1、rdi2、rdi3的寄生电容的方式。在这些实施例中，内部谐振设备rdi1、rdi2、rdi3的寄生电容与开关s1、s2、s3、s4、s5和s6上的电容co1串联。通过将内部谐振设备rdi1、rdi2、rdi3放置在三角形电路120内部，寄生电容显着增加，从而减少zvs所需的能量。这允许谐振转换器电路配置100减少循环zvs电流，因此也减少了围绕谐振电路100构建的转换器的总损耗。

图7示出了用于将dc输入电压vdc转换为适于驱动谐振电路100的三相ac功率746的逆变电路700的示意图。逆变电路700用于接收正(+)和负(-)输入轨730、732两端的dc输入功率vdc。输入电容器702在输入轨730、732两端耦合，并提供dc输入功率vdc的滤波。与上述逆变电路500相比，逆变电路700的三个半桥转换器728、748、750在输入功率vdc的两端串联耦合。可对三个半桥电路728、748、750进行操作以在三个输出节点740、742、744处产生三相ac功率746。

图7所示的各个半桥电路728、748、750分别包括一对开关710、712，714、716和718、720。通过交替地打开和闭合各个半桥电路728、748和750中的上开关710、714、718和下开关712、716、720，可在相应的输出节点740、742、744处分别产生ac方波功率信号。使用上述开关控制信号600对三个半桥电路728、748、750进行操作产生逆变器700的输出节点740、742、744上的三相ac功率信号746。

图8示出了用于接收三相ac功率838并产生dc输出功率vdcout的三相整流电路800的示例性实施例。示例性整流电路800在三个整流电路输入节点832、834、836处接收三相ac功率。三相ac输入功率838可例如通过谐振电路产生，例如，三相ac功率210或310由谐振电路100产生，分别耦合到星形电路200或三角形电路300。整流电路800包括dc输出功率vdcout的正(+)输出轨802和负(-)输出轨804。输出滤波电容器806在正(+)和负(-)输出轨802、804的两端耦合，用于滤除噪声并减少来自输出功率vdcout的纹波。三个半桥电路826、828、830在输出轨802、804两端并联耦合。各个半桥电路826、828、830分别用于接收各个半桥电路826、828、830的中心节点832、834、838处的三相ac功率838的一相832、834、836。各个半桥电路832、834、838分别使用一对开关814、816，818、820和822、824来对三相ac输入功率838进行整流。开关814、816、818、820、822和824可以是用于基于上述开关控制信号600等开关控制信号来导通或不导通电流的任何适当类型的开关设备。

如上所述，当开关设备814、816、818、820、822和824是mosfet型开关时，每个开关将包括体二极管810和与开关814并联的寄生电容808。或者，开关可实施为igbt或其它合适的开关设备，在这种情况下，并联二极管810和电容器808作为单独的电子组件添加。如前所述，为了描述清楚，仅示出了与开关814相关联的并联二极管810和电容器808，然而，本领域技术人员将认识到，其它开关设备816、818、820、822和824也具有与各个开关816、818、820、822和824并联耦合的二极管及电容器。在某些实施例中，将开关814、816、818、820、822、824与并联二极管810和电容808一起替换为简单的二极管，而不是图8中所示的晶体管型开关814、816、818、820、822、824，这可能是有益的。

图9示出了用于接收dc输入功率vdcin并产生经调节的dc输出功率vdcout的谐振dc-dc转换器900的示例性实施例。谐振dc-dc转换器900包括逆变器902，逆变器902可包括上述逆变电路500或700中的任一个。逆变器902用于在一对输入节点或连接910的两端接收dc输入电压vdcin，并在一组输出节点或连接912上产生三相ac输入功率922。谐振电路904经由一组谐振电路输入节点914耦合到三相ac输入功率922。上面参考图1描述的谐振电路100适合用作谐振电路904。在本示例中，谐振电路输入节点914对应三个谐振电路输入节点108、110、112。谐振电路904的次级绕组tsa、tsb、tsc耦合在输出配置906中，例如上文结合图2和图3所述的星形配置200或三角形配置300中。输出配置在一组输出节点916上产生三相ac输出功率924。三相ac输出功率924耦合到整流器908的输入节点918。上述如图8所示的整流电路800适用于整流器908。整流器908在一对输出节点920的两端产生经滤波的低纹波dc输出功率vdcout。

在某些实施例中，将dc输出功率vdcout调节到期望的水平是有利的。如上所述，可通过改变提供给谐振电路输入节点914的三相ac输入功率922的频率来调整谐振电路904产生的三相ac输出功率924。为了便于调节输出功率vdcout，逆变器902可用于接受可以改变逆变器902产生的三相ac输入功率922的频率的输入信号926。因此，通过根据输出功率vdcout中的波动改变输入信号926，可在期望的设置点调节输出功率vdcout。

图10示出了示出可由示例性谐振dc-dc转换器900产生的示例性dc输出电压1008的曲线图1000。曲线图1000测量沿横轴1002向右增加的以秒为单位的时间，并且测量沿纵轴1004向上增加的以伏(volt，v)为单位的电压。dc输出功率1008具有约53.5伏的标称电压。或者，dc输出功率可针对任何期望的标称电压配置。从曲线图1000中可以看出，dc输出功率1008具有从约53.528伏到53.536伏或约0.015％变化的相对较小的纹波。

因此，尽管文中已示出、描述和指出应用于本发明的示例性实施例的本发明的基本新颖特征，但应理解，所述领域的技术人员可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下，对装置和方法的形式和细节以及装置操作进行各种省略、取代和改变。进一步地，明确希望，以大体相同的方式执行大体相同的功能以实现相同结果的那件元件的所有组合均在本发明的范围内。此外，应认识到，结合所揭示的本发明的任何形式或实施例进行展示和/或描述的结构和/或元件可作为设计选择的通用项而并入所揭示或描述或建议的任何其它形式或实施例中。因此，本发明仅受限于随附权利要求书所述的范围。