同步整流电路及其控制方法与流程

本发明涉及电力电子技术，具体涉及同步整流电路及其控制方法。

背景技术：

整流电路用于将交流电转换成直流电。传统的整流电路是使用二极管的半桥或全桥整流电路。在交流电的正负半周期中，电流从整流电路的输入端经由不同的二极管路径到达整流电路的输出端，从而在输出端获得单向的直流电。采用二极管的整流电路的结构简单且成本低，然而二极管自身的整流损耗大，使得电源效率变低。

同步整流电路是采用开关管代替二极管的整流电路。由于开关管的导通电阻低，因此可以减小整流损耗，提高系统效率。同步整流电路例如是包括四个开关管的全桥整流电路。各个开关管在控制信号的控制下导通或断开。开关管的控制信号的相位必须与其输入端的交流电的相位相同才能实现整流功能。

同步整流电路需要包括开关控制电路以产生开关管的控制信号。开关管例如由金属氧化物半导体(mos)工艺制成，在开关管的源极和漏极之间存在着寄生的体二极管。在现有的同步整流电路中，在检测到体二极管导通之后导通开关管，在检测到开关管的电流接近零时，断开开关管。

在无线充电的应用领域，采用高频信号在电能发送端和接收端之间传输电能。由于同步整流电路的开关控制电路对电流检测信号的处理包括比较、传输和驱动等过程，因此，控制信号相对于理想的导通时刻和断开时刻均存在着延时。结果，同步整流电路在高频交流电时整流损耗显著增加。

因此，期望进一步改进同步整流电路，使得开关控制电路可以补偿控制信号的延时，以进一步减小高频交流电的整流损耗。

技术实现要素：

有鉴于于此，本发明的目的在于提供一种新的同步整流电路及其控制方法，其中对开关管的导通点和断开点自调整以补偿控制信号的延时，从而提高同步整流效率。

根据本发明的一方面，提供一种同步整流电路，包括：连接成全桥整流电路的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；以及开关控制电路，用于产生第一控制信号和第二控制信号，其中，所述第一控制信号控制所述第一开关管和所述第三开关管的导通和断开，所述第二控制信号控制所述第二开关管和所述第四开关管的导通和断开，所述第一开关管和所述第四开关管的中间节点作为所述同步整流电路的第一输入端，所述第二开关管和所述第三开关管的中间节点作为所述同步整流电路的第二输入端，所述开关控制电路对所述第一控制信号和所述第二控制信号进行自调整，使得所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管的工作点大致为理想工作点。

优选地，所述开关控制电路根据在所述第一输入端和所述第二输入端之间接收的交流输入电压判断所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管各自的体二极管的导通状态，并且根据所述体二极管的导通状态产生所述第一控制信号和所述第二控制信号，以调整所述工作点。

优选地，在导通阶段中，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管分别在其相应的体二极管导通之后的第一预定时间导通，第一预定时间接近为零，在断开阶段，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管分别在其相应的体二极管断开之前的第二预定时间断开，第二预定时间接近为零。

优选地，所述开关控制电路包括第一控制电路和第二控制电路，所述第一控制电路与所述第一输入端连接，从而在所述交流输入电压的正半周期接收所述交流输入电压，并且产生所述第一控制信号，所述第二控制电路与所述第二输入端连接，从而在所述交流输入电压的负半周期接收所述交流输入电压，并且产生所述第二控制信号。

优选地，所述第一控制电路和所述第二控制电路分别包括：导通阈值电压产生电路，用于根据所述交流输入电压产生第一阈值电压；断开阈值电压产生电路，用于根据所述交流输入电压产生第二阈值电压；采样电路，用于产生表征所述交流输入电压的采样信号；第一比较器，用于接收所述采样信号，并且将所述第一阈值电压和所述采样信号进行比较，以产生第一比较信号；第二比较器，用于接收所述采样信号，并且将所述第二阈值电压和所述采样信号进行比较，以产生断开信号；导通延时产生电路，用于产生换流延时，使得第一比较信号延迟以产生导通信号；以及rs触发器，分别接收所述导通信号和所述断开信号，产生所述第一控制信号和所述第二控制信号之一。

优选地，所述导通阈值电压产生电路包括：导通检测电路，用于根据所述交流输入电压的电压值变化检测开关管的体二极管的导通状态，并且产生第一调整信号；计数器，用于根据第一调整信号进行计数，并且根据计数值的多个数据位提供多个第二调整信号；电阻分压网络，包括多个电阻和多个开关，所述多个第二调整信号分别控制所述多个开关，从而调整所述第一阈值电压。

优选地，所述断开阈值电压产生电路包括：断开检测电路，用于根据所述交流输入电压的电压值变化检测开关管的体二极管的导通状态，并且产生第一调整信号；计数器，用于根据第一调整信号进行计数，并且根据计数值的多个数据位提供多个第二调整信号；电阻分压网络，包括多个电阻和多个开关，所述多个第二调整信号分别控制所述多个开关，从而调整所述第二阈值电压。

优选地，所述第一控制电路和所述第二控制电路分别包括：采样电路，用于产生表征所述交流输入电压的采样信号；第一比较器，用于接收所述采样信号，并且将所述第一阈值电压和所述采样信号进行比较，以产生第一比较信号；导通延时产生电路，用于产生换流延时，使得第一比较信号延迟以产生导通信号；断开延时产生电路，用于产生整流时间，使得所述导通信号在延迟达到所述整流时间后产生断开信号；以及rs触发器，分别接收所述导通信号和所述断开信号，产生所述第一控制信号和所述第二控制信号之一。

优选地，所述导通阈值电压产生电路包括：导通检测电路，用于根据所述交流输入电压的电压值变化检测开关管的体二极管的导通状态，并且产生第一调整信号；计数器，用于根据第一调整信号进行计数，并且根据计数值的多个数据位提供多个第二调整信号；多个延时单元，彼此串联连接；以及多个开关，分别与所述多个延时单元并联连接，其中，所述多个第二调整信号分别控制所述多个开关，从而根据第一基准延时产生所述换流延时，并且根据所述体二极管的导通状态调整所述换流延时。

优选地，所述断开阈值电压产生电路包括：断开检测电路，用于根据所述交流输入电压的电压值变化检测开关管的体二极管的导通状态，并且产生第一调整信号；计数器，用于根据第一调整信号进行计数，并且根据计数值的多个数据位提供多个第二调整信号；多个延时单元，彼此串联连接；以及多个开关，分别与所述多个延时单元并联连接，其中，所述多个第二调整信号分别控制所述多个开关，从而根据第二基准延时产生所述整流时间，并且根据所述体二极管的导通状态调整所述整流时间。

根据本发明的另一方面，提供一种同步整流电路的控制方法，所述同步整流电路包括连接成全桥整流电路的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，用于将交流输入电压转换成直流输入电压，所述方法包括：根据所述交流输入电压产生第一控制信号；根据所述交流输入电压产生第二控制信号；采用所述第一控制信号控制所述第一开关管和所述第三开关管的导通和断开；以及采用所述第二控制信号控制所述第二开关管和所述第四开关管的导通和断开；其中，对所述第一控制信号和所述第二控制信号进行自调整，使得所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管的工作点大致为理想工作点。

优选地，所述自调整包括：根据在所述第一输入端和所述第二输入端之间接收的交流输入电压判断所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管各自的体二极管的导通状态，以及根据所述体二极管的导通状态产生所述第一控制信号和所述第二控制信号，以调整所述工作点。

优选地，在导通阶段中，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管分别在其相应的体二极管导通之后的第一预定时间导通，第一预定时间接近为零，在断开阶段，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管分别在其相应的体二极管断开之前的第二预定时间断开，第二预定时间接近为零。

优选地，所述产生第一控制信号的步骤和所述产生第一控制信号的步骤分别包括：将所述交流输入电压的采样信号与第一阈值电压相比较，以产生第一比较信号；对所述第一比较信号进行换流延时，以产生导通信号；将所述交流输入电压的采样信号与第二阈值电压相比较，以产生断开信号；以及根据所述导通信号和所述断开信号产生所述第一控制信号和所述第二控制信号之一，其中，根据所述体二极管的导通状态调整所述第一阈值电压和所述第二阈值电压，从而调整所述工作点。

优选地，所述产生第一控制信号的步骤和所述产生第一控制信号的步骤分别包括：将所述交流输入电压的采样信号与第一阈值电压相比较，以产生第一比较信号；对所述第一比较信号进行换流延时，以产生导通信号；对所述导通信号延迟达整流时间，以产生断开信号；以及根据所述导通信号和所述断开信号产生所述第一控制信号和所述第二控制信号之一，其中，根据所述体二极管的导通状态调整所述换流延时和所述整流时间，从而调整所述工作点。

根据本发明实施例的同步整流电路对开关管的导通点和断开点自调整以补偿控制信号的延时，从而提高同步整流效率。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1示出同步整流电路的示意性电路图；

图2示出根据现有技术的同步整流电路中使用的开关控制电路的示意性电路图；

图3和4分别示出根据现有技术的同步整流电路在开关管的导通阶段和断开阶段的工作波形图；

图5示出根据本发明第一实施例的同步整流电路中使用的开关控制电路的示意性电路图；

图6和7分别示出在图5所示开关控制电路中采用的导通阈值电压产生电路和断开阈值电压产生电路的示意性电路图；

图8和9分别示出根据本发明第一实施例的同步整流电路在开关管的导通阶段和断开阶段的工作波形图；

图10示出根据本发明第二实施例的同步整流电路中使用的开关控制电路的示意性电路图；

图11和12分别示出在图10所示开关控制电路中采用的导通阈值电压产生电路和断开阈值电压产生电路的示意性电路图；

图13示出根据本发明第二实施例的同步整流电路在开关管的断开阶段偏离理想断开点时的工作波形图；

图14示出根据本发明第二实施例的同步整流电路在开关管的断开阶段近似理想断开点时的工作波形图；以及

图15示出根据本发明第三实施例的同步整流电路的控制方法的流程图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到” 或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图1示出同步整流电路的示意性电路图。该同步整流电路100例如用于电子变压器或无线充电设备中的电能接收端。在电子变压器中，外部电源向同步整流电路100提供交流电。在无线充电设备中，电能接收端的接收线圈向同步整流电路100提供交流电。在图1中，同步整流电路100的输入端接收交流输入电压vac，输出端提供直流脉动电压，经输出电容co滤波后产生平滑的直流输出电压vout，从而提供给负载rl。

如图1所示，同步整流电路100包括第一开关管sr1、第二开关管sr2、第三开关管sr3和第四开关管sr4，所述四个开关管构成全桥整流电路，其中，所述第一开关管sr1和第四开关管sr4构成第一桥臂，所述第二开关管sr2和第三开关管sr3构成第二桥臂，这里，所述四个开关管均以n型mos晶体管为例。所述同步整流电路100还包括开关控制电路110。

这里，所述第一开关管sr1和第四开关管sr4的中间节点作为所述同步整流电路100的第一输入端，设为ac1端；所述第二开关管sr2和第三开关管sr3的中间节点作为所述同步整流电路100的第二输入端，设为ac2端。所述第一输入端和第二输入端用以接收交流输入电压vin。此外，所述第三开关管sr3和第四开关管sr4的中间节点作为所述同步整流电路100的第一输出端，记为out端，所述第一开关管sr1和第二开关管sr2的中间节点作为所述同步整流电路100的第二输出端，记为gnd端。

所述开关控制电路110根据所述第一输入端的电压和第二输入端的电压产生用于控制所述四个开关管的开关状态的第一控制信号vg1和第二控制信号vg2。第一控制信号vg1用于控制第一开关管sr1和第三开 关管sr3的开关动作，第二控制信号vg2用于控制第二开关管sr2和第四开关管sr4的开关动作。

图2示出根据现有技术的同步整流电路中使用的开关控制电路110的示意性电路图。开关控制电路110包括第一控制电路111，用于根据第一输入端ac1的输入信号产生第一控制信号vg1，以及第二控制电路112，用于根据第二输入端ac2的输入信号产生第二控制信号vg2。

第一控制电路111包括第一采样电路1111、死区时间产生电路1112、比较器u11、比较器u13、与门u12和rs触发器u14。第一采样电路1111连接至第一输入端，从而在交流输入电压vac的正半周期，产生表征交流输入电压vac的第一采样信号。死区时间产生电路1112用于产生第一开关管sr1和第三开关管sr3的导通时间与第二开关管sr2和第四开关管sr4的导通时间之间的时间间隔，即死区时间。在该死区时间中，第一开关管sr1至第四开关管sr4均处于断开状态，以避免所有开关管同时导通的错误状态的出现。

在第一控制电路111中，比较器u11的反相输入端接收第一采样信号，同相输入端接收第一阈值电压vth1，并且在输出端产生第一比较信号。与门u12的两个输入端分别接收第一比较信号和死区时间信号，在二者均有效时产生导通信号。比较器u13的同相输入端接收第一采样信号，反相输入端接收第二阈值电压vth2，并且在输出端产生第二比较信号。该第二比较信号作为断开信号。rs触发器us14的置位端s和复位端r分别接收导通信号和断开信号，输出端q提供第一控制信号vg1。

第二控制电路112包括第二采样电路1121、死区时间产生电路1122、比较器u21、比较器u23、与门u22和rs触发器u24。第二采样电路1121连接至第二输入端，从而在交流输入电压vac的负半周期，产生表征交流输入电压vac的第二采样信号。死区时间产生电路1122用于产生第二开关管sr2和第四开关管sr4的导通时间与第一开关管sr1和第三开关管sr3的导通时间之间的时间间隔，即死区时间。在该死区时间中，第一开关管sr1至第四开关管sr4均处于断开状态，以避免所有开关管同时导通的错误状态的出现。

在第二控制电路112中，比较器u21的反相输入端接收第二采样信 号，同相输入端接收第三阈值电压vth3，并且在输出端产生第三比较信号。与门u22的两个输入端分别接收第三比较信号和死区时间信号，在二者均有效时产生导通信号。比较器u23的同相输入端接收第二采样信号，反相输入端接收第四阈值电压vth4，并且在输出端产生第四比较信号。该第四比较信号作为断开信号。rs触发器us14的置位端s和复位端r分别接收导通信号和断开信号，输出端q提供第二控制信号vg2。

在开关控制电路110中，第一开关管sr1和第三开关管sr3，与第二开关管sr2和第四开关管sr4交替导通和断开。

在交流输入电压vac的正半周期中，当第一输入端的输入信号电压值小于第一阈值电压vth1且经过预定的死区时间之后，第一控制电路111使得第一控制信号vg1有效，从而使得第一开关管sr1和第三开关管sr3导通。当第一输入端的输入信号电压值大于第二阈值电压时，第一控制电路111使得第一控制信号vg1无效，从而使得第一开关管sr1和第三开关管sr3断开。因此，在交流输入电压vac的正半周期中，在第一开关管sr1和第三开关管sr3导通期间，第二开关管sr2和第四开关管sr4断开。如果同步整流电路的输入端的交流输入电压vac为正弦波，则在正半周期中，在同步整流电路的输出端产生半个正弦波。

类似地，在交流输入电压vac的负半周期中，当第二输入端的输入信号电压值小于第三阈值电压vth3且经过预定的死区时间之后，第二控制电路112使得第二控制信号vg2有效，从而使得第二开关管sr2和第四开关管sr4导通。当第二输入端的输入信号电压值大于第四阈值电压时，第二控制电路112使得第二控制信号vg2无效，从而使得第二开关管sr2和第四开关管sr4断开。因此，在交流输入电压vac的负半周期中，在第二开关管sr2和第四开关管sr4导通期间，第一开关管sr1和第三开关管sr3断开。如果同步整流电路的输入端的交流输入电压vac为正弦波，则在负半周期中，在同步整流电路的输出端产生半个正弦波。

这里，所述第一阈值电压vth1和所述第三阈值电压vth3设置为小于零，优选地，本实施例中设置为-30mv，所述第二阈值电压和所述第四阈值电压vth4设置为大于零，优选地，本实施例中设置为10mv。

图3和4分别示出根据现有技术的同步整流电路在开关管的导通阶 段和断开阶段的工作波形图，其中分别示出交流输入电压vac和交流输入端电流id随时间的变化过程。第一控制电路111和第二控制电路112的工作原理类似，下文仅以第一控制电路111为例说明第一控制信号vg1的工作点相对于理想工作点的延迟。

参见图3，在时刻t0～时刻t1期间，同步整流电路处于换流阶段，第一开关管sr1和第三开关管sr3处于断开状态。此时，交流输入电压vac按一定的速度下降。该下降速度不固定，与负载电流、开关管结电容等因素相关。第一控制电路111中的比较器u11将第一采样信号与第一阈值电压vth1相比较。当检测到交流输入电压vac小于第一阈值电压vth1时，第一开关管sr1和第三开关管sr3准备导通。第一阈值电压vth1例如设置为-30mv。

由于控制电路对电流检测信号的处理包括比较、传输和驱动等过程，因此，控制信号相对于理想的导通时刻存在着延时，因此，在时刻t1～时刻t2期间，第一开关管sr1和第三开关管sr3仍然处于断开状态，但第一开关管sr1和第三开关管sr3的体二极管已经提前导通。

在时刻t2，第一开关管sr1和第三开关管sr3导通。同步整流电路开始正半周期的整流阶段，第一控制信号vg1从无效转变成有效。即，第一控制信号vg1从无效转变成有效的时刻t2，与第一采样电路1111的第一采样信号表现出交流输入电压vac小于第一阈值电压vth1的变化的时刻之间，存在着导通延时tondelay。

第一控制信号vg1的实际导通点相对于理想导通点之间的延时tondelay，使得同步整流电路在导通阶段的开关损耗增加。如果交流输入电压vac为高频信号，则开关损耗将显著降低同步整流效率。

参见图4，在时刻t2～时刻t3期间，同步整流电路处于正半周期的整流阶段，第一开关管sr1和第三开关管sr3处于导通状态。同步整流电路的输入端与输出端的电压同步变化。在正半周期的整流阶段，交流输入电压vac开始上升随后下降。第一控制电路111中的比较器u13将第一采样信号与第二阈值电压vth2相比较。

在时刻t3，当检测到交流输入电压vac大于第二阈值电压vth2时，第一开关管sr1和第三开关管sr3准备断开。第二阈值电压vth2例如接 近于过零点，例如设置为10mv。

在时刻t4，同步整流电路结束正半周期的整流阶段，第一控制信号vg1从有效转变成无效。由于控制电路对电流检测信号的处理包括比较、传输和驱动等过程，因此，控制信号相对于理想的断开时刻均存在着延时。即，第一控制信号vg1从有效转变成无效的时刻t4，与第一采样电路1111的第一采样信号表现出交流输入电压vac大于第二阈值电压vth2的变化的时刻t3之间，存在着断开延时toffdelay。

第一控制信号vg1的实际断开点相对于理想断开点之间的延时toffdelay，使得同步整流电路在断开阶段的开关损耗增加。如果交流输入电压vac为高频信号，则开关损耗将显著降低同步整流效率。

图5示出根据本发明第一实施例的同步整流电路中使用的开关控制电路210的示意性电路图。开关控制电路210包括第一控制电路211，用于根据第一输入端ac1的输入信号产生第一控制信号vg1，以及第二控制电路212，用于根据第二输入端ac2的输入信号产生第二控制信号vg2。

第一控制电路211包括第一采样电路2111、导通延时产生电路2112、导通阈值电压产生电路2113、断开阈值电压产生电路2114、比较器u11、比较器u13和rs触发器u14。

第一采样电路2111连接至第一输入端，从而在交流输入电压vac的正半周期，产生表征交流输入电压vac的第一采样信号。导通延时产生电路2112用于产生第一开关管sr1和第三开关管sr3的导通时间与第二开关管sr2和第四开关管sr4的导通时间之间的时间间隔，即换流延时。在该换流延时中，第一开关管sr1至第四开关管sr4均处于断开状态，以避免所有开关管同时导通的错误状态的出现。

第二控制电路212包括第二采样电路2121、导通延时产生电路2112、导通阈值电压产生电路2113、断开阈值电压产生电路2114、比较器u21、比较器u23和rs触发器u24。

第二采样电路2121连接至第二输入端，从而在交流输入电压vac的负半周期，产生表征交流输入电压vac的第二采样信号。导通延时产生电路2112用于产生第二开关管sr2和第四开关管sr4的导通时间与第 一开关管sr1和第三开关管sr3的导通时间之间的时间间隔，即换流延时。在该换流延时中，第一开关管sr1至第四开关管sr4均处于断开状态，以避免所有开关管同时导通的错误状态的出现。

与图2所示的根据现有技术的同步整流电路中使用的控制电路110不同，根据本发明第一实施例的同步整流电路中使用的开关控制电路210，第一控制电路211和第二控制电路212分别包括导通阈值电压产生电路2113和断开阈值电压产生电路2114，利用阈值电压产生电路产生可调阈值电压，从而可以根据交流输入电压vac的变化自调整第一控制信号vg1的工作点。

该导通延时产生电路2112代替现有技术的第一控制电路中使用的与门u12和死区时间产生电路1112，用于产生第一开关管sr1和第三开关管sr3的导通时间与第二开关管sr2和第四开关管sr4的导通时间之间的时间间隔，即对第一比较信号进行延时。在第一比较信号的延时阶段，第一开关管sr1至第四开关管sr4均处于断开状态，以避免所有开关管同时导通的错误状态的出现。

根据本发明第一实施例的同步整流电路中使用的开关控制电路210的其他方面，与根据现有技术的同步整流电路中使用的控制电路110相同，在此不再详述。第一控制电路211和第二控制电路212的工作原理类似，下文仅以第一控制电路211为例说明第一控制信号vg1的工作点自调整。

在第一控制电路211中，导通阈值电压产生电路2113用于根据交流输入电压vac产生可调第一阈值电压vth1，断开阈值电压产生电路2114根据交流输入电压vac产生可调第二阈值电压vth2。

在开关管的导通阶段，如果开关管的导通点相对于理想导通点产生延时，则开关管的体二极管先导通，在开关管的断开阶段，如果开关管相对于理想断开点产生延时，则开关管的体二极管先断开。体二极管在偏置电压的作用下导通，因而，体二极管的导通时刻和断开时刻没有受到控制电路的延时影响，而是始终开始于开关管的理想导通点和理想断开点附近。

在开关管自身断开而其体二极管导通的情形下，同步整流电路作为 交流输入电压的负载，交流输入电压大致恒定。因此，根据交流输入电压的电压值变化可以检测开关管的体二极管的导通状态，从而判断理想导通工作点和断开工作点。

导通阈值电压产生电路2113根据开关管的体二极管的导通状态调整第一阈值电压vth1，使得开关管在其体二极管导通之后立即导通，以补偿控制电路自身在开关管导通阶段的延时。

断开阈值电压产生电路2114根据开关管的体二极管的导通状态调整第二阈值电压vth2，使得开关管在其体二极管断开之前立即断开，以补偿控制电路自身在开关管断开阶段的延时。

图6和7分别示出在图5所示控制电路中采用的导通阈值电压产生电路2113和断开阈值电压产生电路2114的示意性电路图。在图5所示的开关控制电路210中，第一控制电路211和第二控制电路212的工作原理类似，下文仅以第一控制电路211为例说明第一控制信号vg1的工作点自调整。

参见图6，导通阈值电压产生电路2113包括导通检测电路230、计数器260、电阻r0、电阻r1至r4、开关s21至s41。

导通检测电路230连接至同步整流电路的第一输入端，从而在正半周期接收交流输入电压vin，根据交流输入电压vin的电压值变化检测开关管的体二极管的导通状态，产生第一调整信号。

计数器260接收第一调整信号，从而根据第一调整信号进行加减计数。计数器260包括一个输入端和多个输出端，在图6所示的实例中，计数器260为3位计数器，在三个输出端分别提供计数值的每个数据位的数值，作为第二调整信号g0至g2。

电阻r0和r1串联连接在恒定电压和地之间。该恒定电压例如是经过同步整流和滤波之后获得的输出电压vout。电阻r2至r4分别与开关s21至s41串联连接，然后连接在电阻r0和r1的中间节点和地之间。电阻r0和电阻r1至r4组成电阻分压网络，使得导通检测电路230在电阻r0和r1的中间节点产生第一阈值电压vth1。开关s21至s41在第二调整信号g0至g2的控制下闭合或断开，从而根据开关管的体二极管的导通状态调整第一阈值电压vth1。在一个示例中，导通检测电路230 的控制信号与第一阈值电压的关系如表1所示。

表1、导通检测电路的控制信号与第一阈值电压的关系

如果导通检测电路230在开关管的导通阶段检测到在开关管导通之前其体二极管导通的时间大于预定时间，则计数器260进行减计数，使得第一阈值电压vth1增加。反之，如果导通检测电路230在开关管的导通阶段检测到在开关管导通之前其体二极管导通的时间小于等于预定时间，则计数器260进行加计数，使得第一阈值电压vth1减小。由于第一阈值电压vth1的反馈控制，开关管的导通延时减小。

参见图7，断开阈值电压产生电路2114包括断开检测电路240、计数器260、电阻r0、电阻r1至r4、开关s21至s41。

断开检测电路240连接至同步整流电路的第一输入端，从而在正半周期接收交流输入电压vin，根据交流输入电压vin的电压值变化检测开关管的体二极管的导通状态，产生第一调整信号。

计数器260接收第一调整信号，从而根据第一调整信号进行加减计数。计数器260包括一个输入端和多个输出端，在图7所示的实例中，计数器260为3位计数器，在三个输出端分别提供计数值的每个数据位的数值，作为第二调整信号g0至g2。

电阻r0和r1串联连接在恒定电压和地之间。该恒定电压例如是经过同步整流和滤波之后获得的输出电压vout。电阻r2至r4分别与开关s21至s41串联连接，然后连接在电阻r0和r1的中间节点和地之间。

断开检测电路240在电阻r0和r1的中间节点产生第二阈值电压vth2。开关s21至s41在第二调整信号g0至g2的控制下闭合或断开，从而根据开关管的体二极管的导通状态调整第二阈值电压vth2。在一个示例中，断开检测电路240的控制信号与第二阈值电压的关系如表2所 示。

表2、断开检测电路的控制信号与第二阈值电压的关系

如果断开检测电路240在开关管的断开阶段检测到在开关管断开之后其体二极管导通的时间大于预定时间，则计数器260进行加计数，使得第二阈值电压vth2减小。反之，如果断开检测电路240在开关管的导通阶段检测到在开关管导通之前其体二极管导通的时间小于等于预定时间，则计数器260进行减计数，使得第二阈值电压vth2增加。由于第二阈值电压vth2的反馈控制，开关管的断开延时减小。

图8和9分别示出根据本发明第一实施例的同步整流电路在开关管的导通阶段和断开阶段的工作波形图，其中分别示出交流输入电压vac和交流输入端电流id随时间的变化过程。第一控制电路211和第二控制电路212的工作原理类似，下文仅以第一控制电路211为例说明第一控制信号vg1的工作点的自调整以减小相对于理想工作点的延迟。

参见图8，在时刻t0～时刻t1期间，同步整流电路处于换流阶段，第一开关管sr1和第三开关管sr3处于断开状态。此时，交流输入电压vac按一定的速度下降。该下降速度不固定，与负载电流、开关管结电容等因素相关。第一控制电路211中的比较器u11将第一采样信号与第一阈值电压vth1相比较。当检测到交流输入电压vac小于第一阈值电压vth1时，第一开关管sr1和第三开关管sr3准备导通。在该实施例中，第一阈值电压vth1是由导通阈值电压产生电路2113产生的可调阈值电压。

由于控制电路对电流检测信号的处理包括比较、传输和驱动等过程，因此，控制信号相对于理想的导通时刻存在着延时，因此，在时刻t1～时刻t2期间，第一开关管sr1和第三开关管sr3仍然处于断开状态，但第一开关管sr1和第三开关管sr3的体二极管已经提前导通。

在时刻t2，第一开关管sr1和第三开关管sr3导通。同步整流电路开始正半周期的整流阶段，第一控制信号vg1从无效转变成有效。由于控制电路对电流检测信号的处理包括比较、传输和驱动等过程，因此，控制信号相对于理想的导通时刻存在着延时。即，第一控制信号vg1从无效转变成有效的时刻t2，与第一采样电路2111的第一采样信号表现出交流输入电压vac小于第一阈值电压vth1的变化的时刻之间，存在着导通延时tondelay。

与现有技术的同步整流电路不同，根据本发明实施例的同步整流电路，采用导通阈值电压产生电路2113产生自调整的第一阈值电压vth1。由于第一阈值电压vth1的反馈控制，该同步整流电路可以根据交流输入电压vac的变化自调整第一控制信号vg1的工作点。因此，该同步整流电路根据开关管的体二极管的导通状态调整第一阈值电压vth1，使得开关管在其体二极管导通之后的第一预定时间，以补偿控制电路自身在开关管导通阶段的延时。在该实施例中，第一预定时间接近为零，也即开关管在其体二极管导通之后立即导通。因此，该同步整流电路可以减小第一控制信号vg1的实际导通点相对于理想导通点之间的延时tondelay，使得同步整流电路在导通阶段的开关损耗减小，从而提高同步整流效率。

参见图9，在时刻t2～时刻t3期间，同步整流电路处于正半周期的整流阶段，第一开关管sr1和第三开关管sr3处于导通状态。同步整流电路的输入端与输出端的电压同步变化。在正半周期的整流阶段，交流输入电压vac开始上升随后下降。第一控制电路211中的比较器u13将第一采样信号与第二阈值电压vth2相比较。当检测到交流输入电压vac大于第二阈值电压vth2时，第一开关管sr1和第三开关管sr3准备断开。第二阈值电压vth2是由断开阈值电压产生电路2114产生的可调阈值电压。

由于控制电路对电流检测信号的处理包括比较、传输和驱动等过程，因此，控制信号相对于理想的断开时刻存在着延时，因此，在时刻t3，第一开关管sr1和第三开关管sr3才断开。即第一控制信号vg1从有效转变成无效的时刻t3，与第一采样电路2111的第一采样信号表现 出交流输入电压vac大于第二阈值电压vth2的变化的时刻之间，存在着断开延时toffdelay。

在时刻t3～时刻t4期间，第一开关管sr1和第三开关管sr3处于断开状态，但第一开关管sr1和第三开关管sr3的体二极管仍未断开。直到时刻t4，第一开关管sr1和第三开关管sr3的体二极管才断开。

与现有技术的同步整流电路不同，根据本发明实施例的同步整流电路，采用断开阈值电压产生电路2114产生自调整的第二阈值电压vth2。由于第二阈值电压vth2的反馈控制，该同步整流电路可以根据交流输入电压vac的变化自调整第一控制信号vg1的工作点。因此，该同步整流电路根据开关管的体二极管的导通状态调整第二阈值电压vth2，使得开关管在其体二极管断开之前的第二预定时间断开，以补偿控制电路自身在开关管断开阶段的延时。在该实施例中，第二预定时间接近为零，也即开关管在其体二极管断开之前立即断开。因此，该同步整流电路可以减小第一控制信号vg1的实际断开点相对于理想断开点之间的延时toffdelay，使得同步整流电路在断开阶段的开关损耗减小，从而同步整流效率。

图10示出根据本发明第二实施例的同步整流电路中使用的控制电路的示意性电路图。开关控制电路310包括第一控制电路311，用于根据第一输入端ac1的输入信号产生第一控制信号vg1，以及第二控制电路312，用于根据第二输入端ac2的输入信号产生第二控制信号vg2。

第一控制电路311包括第一采样电路2111、导通延时产生电路2112、断开延时产生电路2115、比较器u11和rs触发器u14。

第一采样电路2111连接至第一输入端，从而在交流输入电压vac的正半周期，产生表征交流输入电压vac的第一采样信号。导通延时产生电路2112用于产生第一开关管sr1和第三开关管sr3的导通时间与第二开关管sr2和第四开关管sr4的导通时间之间的时间间隔，即导通延时。在该导通延时中，第一开关管sr1至第四开关管sr4均处于断开状态，以避免所有开关管同时导通的错误状态的出现。

第二控制电路312包括第二采样电路2121、导通延时产生电路2112、断开延时产生电路2115、比较器u21和rs触发器u24。第二采 样电路2121连接至第二输入端，从而在交流输入电压vac的负半周期，产生表征交流输入电压vac的第二采样信号。导通延时产生电路2112用于产生第二开关管sr2和第四开关管sr4的导通时间与第一开关管sr1和第三开关管sr3的导通时间之间的时间间隔，即换流延时。在该换流延时中，第一开关管sr1至第四开关管sr4均处于断开状态，以避免所有开关管同时导通的错误状态的出现。

与图2所示的根据现有技术的同步整流电路中使用的控制电路110不同，根据本发明第二实施例的同步整流电路中使用的开关控制电路310，第一控制电路311和第二控制电路312分别包括导通延时产生电路2112和断开延时产生电路2115。断开延时产生电路2115的输入端连接至导通延时产生电路211的输出端。导通延时产生电路2112和断开延时产生电路2115分别产生具有可调换流延时的导通信号和具有可调整流时间的断开信号，从而可以根据交流输入电压vac的变化自调整第一控制信号vg1的工作点。

该导通延时产生电路2112代替现有技术的第一控制电路中使用的与门u12和死区时间产生电路1112，用于产生第一开关管sr1和第三开关管sr3的导通时间与第二开关管sr2和第四开关管sr4的导通时间之间的时间间隔，即对第一比较信号进行延时。在第一比较信号的延时阶段，第一开关管sr1至第四开关管sr4均处于断开状态，以避免所有开关管同时导通的错误状态的出现。

根据本发明第二实施例的同步整流电路中使用的开关控制电路310的其他方面，与根据现有技术的同步整流电路中使用的控制电路110相同，在此不再详述。第一控制电路311和第二控制电路312的工作原理类似，下文仅以第一控制电路311为例说明第一控制信号vg1的工作点自调整。

在第一控制电路311中，导通延时产生电路2112用于根据交流输入电压vac产生可调换流延时，断开延时产生电路2115用于根据交流输入电压vac产生可调整流时间。

在开关管的导通阶段，如果开关管的导通点相对于理想导通点产生延时，则开关管的体二极管先导通，在开关管的断开阶段，如果开关管 相对于理想断开点产生延时，则开关管的体二极管先断开。体二极管在偏置电压的作用下导通，因而，体二极管的导通时刻和断开时刻没有受到控制电路的延时影响，而是始终开始于开关管的理想导通点和理想断开点附近。

在开关管自身断开而其体二极管导通的情形下，同步整流电路作为交流输入电压的负载，交流输入电压大致恒定。因此，根据交流输入电压的电压值变化可以检测开关管的体二极管的导通状态，从而判断理想导通工作点和断开工作点。

导通延时产生电路2112根据开关管的体二极管的导通状态调整换流延时，使得开关管在其体二极管导通之后立即导通，以补偿控制电路自身在开关管导通阶段的延时。

断开延时产生电路2115根据开关管的体二极管的导通状态调整整流时间，使得开关管在其体二极管断开之前立即断开，以补偿控制电路自身在开关管断开阶段的延时。

图11和12分别示出在图10所示控制电路中采用的导通阈值电压产生电路和断开阈值电压产生电路的示意性电路图。

在图10所示的开关控制电路310中，第一控制电路311和第二控制电路312的工作原理类似，下文仅以第一控制电路311为例说明第一控制信号vg1的工作点自调整。

参见图11，导通延时电路2112包括导通检测电路230、计数器260、延时单元u221至u223、开关s21至s23。

导通检测电路230连接至同步整流电路的第一输入端，从而在正半周期接收交流输入电压vin，根据交流输入电压vin的电压值变化检测开关管的体二极管的导通状态，产生第一调整信号。

计数器260接收第一调整信号，从而根据第一调整信号进行加减计数。计数器260包括一个输入端和多个输出端，在图11所示的实例中，计数器260为3位计数器，在三个输出端分别提供计数值的每个数据位的数值，作为第二调整信号g0至g2。

延时单元u221至u223串联连接，用于将第一基准延时tth1倍乘以转换成换流延时tsw。延时单元u221至u223分别与开关s21至s31 并联连接。在开关闭合时，相应的延时单元的输入端和输出端之间短接，从而改变换流延时tsw。在一个示例中，导通检测电路230的控制信号与换流延时tsw的关系如表3所示。

表3、导通检测电路的控制信号与换流延时的关系

如果导通检测电路230在开关管的导通阶段检测到在开关管导通之前其体二极管导通的时间大于预定时间，则计数器260进行加计数，使得换流延时tsw减小。反之，如果导通检测电路230在开关管的导通阶段检测到在开关管导通之前其体二极管导通的时间小于等于预定时间，则计数器260进行减计数，使得换流延时tsw增加。由于换流延时tsw的反馈控制，开关管的导通延时减小。

参见图12，断开延时产生电路2115包括断开检测电路240、计数器260、延时单元u221至u223、开关s21至s23。

断开检测电路240连接至同步整流电路的第一输入端，从而在正半周期接收交流输入电压vin，根据交流输入电压vin的电压值变化检测开关管的体二极管的导通状态，产生第一调整信号。

计数器260接收第一调整信号，从而根据第一调整信号进行加减计数。计数器260包括一个输入端和多个输出端，在图11所示的实例中，计数器260为3位计数器，在三个输出端分别提供计数值的每个数据位的数值，作为第二调整信号g0至g2。

延时单元u221至u223串联连接，用于将第二基准延时tth2倍乘以转换成整流时间ton。延时单元u221至u223分别与开关s21至s31并联连接，使得在开关闭合时，相应的延时单元的输入端和输出端之间短接，从而改变整流时间ton。在一个示例中，断开检测电路240的控制信号与整流时间ton的关系如表4所示。

表4、断开检测电路的控制信号与整流时间的关系

如果断开检测电路240在开关管的断开阶段检测到在开关管断开之后其体二极管导通的时间大于预定时间，则计数器260进行加计数，使得整流时间ton减小。反之，如果断开检测电路240在开关管的导通阶段检测到在开关管导通之前其体二极管导通的时间小于等于预定时间，则计数器260进行减计数，使得整流时间ton增加。由于整流时间ton的反馈控制，开关管的导通延时减小。

图13和14分别示出根据本发明第二实施例的同步整流电路在开关管的断开阶段偏离理想断开点时以及近似理想断开点时的工作波形图，其中分别示出交流输入电压vac和交流输入端电流id随时间的变化过程。第一控制电路311和第二控制电路312的工作原理类似。在第一控制电路311中，第一控制信号的导通点的自调整与断开点的自调整类似。下文仅以第一控制电路311为例说明第一控制信号vg1的断开点的自调整以减小相对于理想工作点的延迟。

参见图13，在时刻t2～时刻t3期间，同步整流电路处于正半周期的整流阶段，第一开关管sr1和第三开关管sr3处于导通状态。同步整流电路的输入端与输出端的电压同步变化。在正半周期的整流阶段，交流输入电压vac开始上升随后下降。

第一控制电路111中的断开延时产生电路2115产生断开信号，该断开信号在导通信号有效之后的预定时间之后有效，第一开关管sr1和第三开关管sr3准备断开。该预定时间即同步整流电路在交流输入电压vin的正半周期的整流时间ton。

在时刻t3，同步整流电路结束正半周期的整流阶段，第一控制信号vg1从有效转变成无效。由于控制电路对电流检测信号的处理包括比较、 传输和驱动等过程，因此，控制信号相对于理想的断开时刻均存在着延时。在图13中示出第一开关管sr1和第三开关管sr3偏离理想断开点时(即过早断开)的情形。由于交流输入电压vin的过零点发生在时刻t4，因此，同步整流电路正半周期的整流阶段例如在交流输入电压vin的过零点之前结束。

结合图4和13可知，不论是第一开关管sr1和第三开关管sr3过晚断开还是过早断开的情形，都使得同步整流电路在断开阶段的开关损耗增加。如果交流输入电压vac为高频信号，则开关损耗将显著降低同步整流效率。

参见图14，在时刻t2～时刻t3期间，同步整流电路处于正半周期的整流阶段，第一开关管sr1和第三开关管sr3处于导通状态。同步整流电路的输入端与输出端的电压同步变化。在正半周期的整流阶段，交流输入电压vac开始上升随后下降。

第一控制电路111中的断开延时产生电路2115产生断开信号，该断开信号在导通信号有效之后的预定时间之后有效，第一开关管sr1和第三开关管sr3准备断开。该预定时间即同步整流电路在交流输入电压vin的正半周期的整流时间ton。

在时刻t3，同步整流电路结束正半周期的整流阶段，第一控制信号vg1从有效转变成无效。在图13中示出第一开关管sr1和第三开关管sr3理想断开的情形。交流输入电压vin的过零点发生在时刻t4，同步整流电路通过控制整流时间ton，使得正半周期的整流阶段例如在交流输入电压vin的过零点附近结束。

与现有技术的同步整流电路不同，根据本发明实施例的同步整流电路，采用断开延时产生电路2115产生自调整的整流时间ton。由于整流时间ton的反馈控制，该同步整流电路可以根据交流输入电压vac的变化自调整第一控制信号vg1的工作点。因此，该同步整流电路根据开关管的体二极管的导通状态调整整流时间ton，使得开关管在其体二极管断开之前的第二预定时间，以补偿控制电路自身在开关管断开阶段的延时。在该实施例中，第二预定时间接近为零，也即开关管在其体二极管断开之前立即断开。因此，该同步整流电路将开关管的断开点提前至过 零点之前，从而可以避免开关管的过早断开和过晚断开。进一步地，该同步整流电路减小第一控制信号vg1的实际断开点相对于理想断开点之间的延时toffdelay，使得同步整流电路在断开阶段的开关损耗减小，从而同步整流效率。

图15示出根据本发明第三实施例的同步整流电路的控制方法的流程图。该控制方法例如用于图1所示的同步整流电路。参见图1，同步整流电路100包括连接成全桥整流电路的第一开关管sr1、第二开关管sr2、第三开关管sr3和第四开关管sr4，用于将交流输入电压转换成直流输入电压。

在步骤s01中，根据所述交流输入电压产生第一控制信号，其中对所述第一控制信号进行自调整。

在步骤s02中，根据所述交流输入电压产生第二控制信号，其中对所述第二控制信号进行自调整。

在步骤s03中，采用所述第一控制信号控制所述第一开关管和所述第三开关管的导通和断开。

在步骤s04中，采用所述第二控制信号控制所述第二开关管和所述第四开关管的导通和断开。

在步骤s01和s02中，对所述第一控制信号和所述第二控制信号进行自调整，使得所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管的工作点大致为理想工作点。

该自调整包括：根据在所述第一输入端和所述第二输入端之间接收的交流输入电压判断所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管各自的体二极管的导通状态，以及根据所述体二极管的导通状态产生所述第一控制信号和所述第二控制信号，以调整所述工作点。

进一步地，该自调整包括：在导通阶段中，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管分别在其相应的体二极管导通之后的第一预定时间导通，在断开阶段，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管分别在其相应的体二极管断开之前的第二预定时间断开。

在一个实施例中，所述产生第一控制信号的步骤和所述产生第一控制信号的步骤分别包括：将所述交流输入电压的采样信号与第一阈值电压相比较，以产生第一比较信号；对所述第一比较信号进行换流延时，以产生导通信号；将所述交流输入电压的采样信号与第二阈值电压相比较，以产生断开信号；以及根据所述导通信号和所述断开信号产生所述第一控制信号和所述第二控制信号之一，其中，根据所述体二极管的导通状态调整所述第一阈值电压和所述第二阈值电压，从而调整所述工作点。

在一个实施例中，所述产生第一控制信号的步骤和所述产生第一控制信号的步骤分别包括：将所述交流输入电压的采样信号与第一阈值电压相比较，以产生第一比较信号；对所述第一比较信号进行换流延时，以产生导通信号；对所述导通信号延迟达整流时间，以产生断开信号；以及根据所述导通信号和所述断开信号产生所述第一控制信号和所述第二控制信号之一，其中，根据所述体二极管的导通状态调整所述换流延时和所述整流时间，从而调整所述工作点。

通过上述的过程可知，本发明的同步整流电路通过四个开关管来将交流输入转换为直流输出。本发明的同步整流电路可用于电子变压器或无线充电设备中的电能接收端，在上述实施例中描述了对包络线为正弦的交流输入电压进行整流，但不限于此。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。