多路交错并联的电源变换器及其控制方法与流程

本发明涉及交错并联的电源变换器，且特别是有关于交错并联电路的均流技术。

背景技术：

图1所示为已知技术中一三相AC/DC两路交错并联的电源变换器，两个交错并联的支路分别由前级VIENNA电路和后级LLC电路串联构成，两个前级VIENNA电路111和112的输入端和输出端分别直接并联，两个后级LLC电路121和122的输入端和输出端分别直接并联，于是两个后级LLC电路121和122的输入电压和输出电压都相等，因此他们也具有相同的电压增益。但是，由于实际器件参数偏差，LLC谐振网络参数有一定偏差，LLC增益曲线因此受到影响。为了保持相同的电压增益，控制电路必须使两个LLC电路的工作频率有一定偏差。可是，当两路工作频率不一致时，交错并联产生的纹波抵消效果并不好。

技术实现要素：

本发明正是思及于此，提供一种多路交错并联的电源变换及其控制方法，在两路交错并联的支路之间电位相近的地方，以低压大电容连接，通过控制前级均流，保证两路功率相等，以强制后级电路输出均流。

为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：

多路交错并联的电源变换器，包括多个交错并联的变换电路，所述变换电路至少包括前级电路和后级电路，所述前级电路和后级电路通过中间母线串联，所述多个变换电路的前级电路交错并联，后级电路交错并联，电位相近的所述中间母线之间通过母线跨接电容连接。

本发明一优选的实施例中，所述母线跨接电容为反向串联的电解电容组成。

本发明一优选的实施例中，所述母线跨接电容为低压大电容。

本发明一优选的实施例中，高电位的两两母线之间或者低电位的两两母线之间通过所述母线跨接电容连接。

本发明一优选的实施例中，所述前级电路实现功率因数校正。

本发明一优选的实施例中，所述前级电路为VIENNA电路拓扑结构。

本发明一优选的实施例中，所述后级电路为谐振变换电路。

本发明还提供一多路交错并联的电源变换器的控制方法，应用于所述多路交错并联的电源变换器中，控制前级电路均流，后级电路自动均流。

本发明一优选的实施例中，控制前级电路均流的方法为：采样前级电路的输出电压，计算出输出电压的总和并与前级电路的输出电压参考值的总和进行误差调节计算，将计算出的值作为前级电路的输入电流参考值，采样前级电路的输入电流值得到输入电流采样值，将每个前级电路的输入电流采样值与输入电流参考值进行调节计算并产生每个前级电路的驱动控制信号。

本发明设计的多路交错并联的电源变换器及其控制方法能够达到的有益效果为，设置的母线跨接电容能够为前级电路中的输出纹波电流和后级电路的输入纹波电流提供低阻抗支路，让交错并联的两路前级电路输出纹波电流和后级电路的输入纹波电流通过这个低阻抗支路相互抵消，从而使得交错并联每一路自身的前级电路的输出电容上流过的纹波电流大大减小，因此在设计时可以使用容量和体积很小的前级电路输出电容。另外，本发明设计的交错并联电源变换器，仅需控制前级电路的均流，后级电路自动均流，且中间母线直接通过低压大电容隔开，故后级电路之间功率相互独立，在这种情况下，若后级电路为谐振变换电路，可以控制交错并联的谐振变换电路，工作在相同频率，实现更好的交错并联效果

为让发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合所附图式作详细说明如下。

附图说明

图1为已知技术中多路交错并联的电源变换器电路示意图。

图2为本发明多路交错并联的电源变换器电路示意图。。

图3为本发明的一具体实施例图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的和技术方案更加清楚，下面将结合本发明实施例的附图，对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明中所述的“第一”、“第二”、“第三”等(如果存在)用于在类似要素之间进行区别，并且不一定是描述特定的次序或者按时间的顺序。要理解，这样使用的这些术语在适当的环境下是可互换的，使得在此描述的主题的实施例如是能够以与那些说明的次序不同的次序或者以在此描述的另外的次序来进行操作。另外，凡可能之处，在图示及实施方式中使用相同标号的组件/构件/步骤，系代表相同或类似部件。

本发明实施例提供多路交错并联的电源变换器及其控制方法，在交错并联的电路中的相近电位点的中间母线之间使用母线跨接电容连接，使得后级电路的输入电压之间相互独立，这样，控制前级电路均流后，后级电路自动实现均流。

如图2所示，本发明的多路交错并联的电源变换器的电路示意图，包括多个交错并联的变换电路1-n，变换电路1-n的输入端并联在输入端子IN上，接收输入电源Vin，输入电源Vin可以为单相电压也可以为三相电压。变换电路1-n的输出端并联在输出端子OUT上，输出电能Vout，变换电路1-n至少包括前级电路21n和后级电路22n，也可以包括更多级电路，所述前级电路21n和后级电路22n通过中间母线MIDn1和MIDn2串联，所述多个变换电路1-n的前级电路21n交错并联，后级电路22n交错并联，中间母线MID11-MID1n之间为电位相近的母线，中间母线MID21-MID2n之间为电位相近的母线，该电路示意图中，在中间母线MID11-MID1n之间使用母线跨接电容Cm1-Cm(n-1)进行连接，中间母线MID21-MID2n之间直接连接，但是本发明并不以此为限，中间母线MID21-MID2n之间也可以通过母线跨接电容进行连接。另外，中间母线MID11-MID1n之间可以选择其中某几个之间通过母线跨接电容Cmn进行连接。以上n为一自然数，代表第n个，下述中相同。所述母线跨接电容Cmn为低压大电容，其电容值通常是前级电路的输出电容(即母线电容)的5～10倍，电压耐量一般在10V一下。由于需要无极电容，实际工程上可用两个低压电解电容反向串联而成。

母线跨接电容Cmn为高频纹波提供了低阻抗支路，每个交错并联的通路的大部分高频分量流过母线跨接电容Cmn汇集在一起相互抵消，使前级电路21n的输出电容Cn上的高频纹波大大减小，因此在设计时可以使用容量及体积更小的电容。

前级电路21n的输入并联，在前级电路21n实现均流的条件下，即可实现变换电路1-n之间功率均衡。由于后级电路22n的输出端并联，输出电压相等，使得电流自动均流。

如图3所示，为本发明的一具体实施例，本实施例中交错并联的电源变换器由两路变换电路1和2交错并联组成，变换电路1和变换电路2的输入端并联为端子IN，接收输入电源Vin，所述输入电源Vin为交流电源，变换电路1和变换电路2的输出端并联为端子OUT，输出电能Vout，所述电能Vout为直流电能。所述变换电路1的前级电路311和变换电路2的前级电路312为AC-DC变换电路，例如VIENNA电路拓扑，实现功率因数校正；所述变换电路1的后级电路321和变换电路2的后级电路322为DC-DC变换电路，为调节输出电能，为负载提供稳定的输出，例如，LLC谐振变换电路。

本实施例中还包括控制电路，实现本发明的控制方法，电压采样电路331采样前级电路31的输出电压得到采样值Um1，电压采样电路332采样前级电路312的输出电压得到采样值Um2，采样值Um1和采样值Um2经求和电路34求和后提供给调节器35，调节器35再根据参考值2Umref计算出输入电流参考值iref，为每相输入电流给出相同的电流给定，其中Umref为每个前级变换电路31n输出参考电压。驱动控制电路371和372驱动控制电路，优选的为空间电压矢量调制驱动电路，包括调节器3711和3721以及驱动信号发生电路3712和3722，调节器3711和3721分别接收电流采样电路361和362的采样电流iin1和iin2，计算控制信号输出给驱动信号发生电路3712和3722，实现每路输入电流完全跟踪电流参考值iref。驱动信号发生电路3712和3722根据此控制信号输出前级电路中开关器件的驱动信号，控制开关器件的开通和关断。

通过上述控制方案，即可实现前级电路均流。前级电路实现均流的条件下，后级电路自动均流，且后级电路的输入电压之间相互独立，所以不必控制后级电路具有相同的电压增益。这样，如果后级电路为谐振变换电路，即可控制后级电路具有相同的开关频率。本实施例中，电压采样电路38采样输出电压Vout，得到输出电压采样值Uo，输出至调节器39，调节器39在根据输出电压参考值Uref，计算出谐振变换装置的开关频率控制值f，提供给后级变换电路，使后级电路具有相同的开关频率，后级变换电路交错并联后具有良好的纹波滤除效果。

本发明具有非常好的效果：一种新型的交错并联均流方式，通过控制前级均流，保证每个交错并联的电路的功率相等，以强制后级电路输出均流。同时也是一种新型的母线滤波方式，在两路交错并联模块的电位相近的中间母线之间以低压大电容连接，大大减小前级电路的输出滤波电容，降低体积和成本。若后级电路为谐振变换电路，谐振变换电路可以控制使用相同的开关频率，从而优化交错并联纹波抵消效果

虽然本发明已以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护范围当视后附的申请专利范围所界定者为准。