高升压比悬浮交错三电平DC/DC变换器及其控制方法与流程

本发明涉及一种高升压比悬浮交错三电平dc/dc变换器及其控制方法，用于将低压直流电转换为较高压直流电，一般应用于高升压比高效率场合，属于电力电子技术领域。

技术背景

近年来，太阳能光伏发电技术得到了前所未有的发展，太阳能光伏并网发电成为太阳能利用的主要方式之一。研究光伏并网发电技术对缓解能源危机、保护生态环境和保证经济的可持续发展具有深远而重大的理论和现实意义。一般而言光伏阵列电池的输出电压较低，必须经过dc/dc变换器升压才能满足后级并网所需电压等级的要求。如果采用boost电路进行升压，当输入电压较低时，为了达到更高的输出电压，其开关导通占空比就会较大，这样一方面会降低变换器的效率，同时开关频率也不能进一步提高。为了实现高电压增益，提高整个系统效率，变换器必须具有高增益、高效率的特点。因此光伏阵列需要通过一种高升压比三电平dc/dc变换器将较低的光伏阵列输出电压提升到后级逆变器需要的直流母线电压等级。另外，为了延长光伏电池的使用寿命，前级dc/dc变换器的输入电流纹波要尽量小，因此研究出一种新型高性能且具有更大升压变比和较小电流纹波的dc/dc变换器，有着重大的理论意义和现实价值。

例如，文献[1]s.choiv.g.agelidisj.yang1d.coutellierp.marabeas4.analysis,designandexperimentalresultsofafloating-outputinterleaved-inputboost-deriveddc–dchigh-gaintransformer-lessconverter.ieeepowerelectron,2011,vol.4,pp.168-180.该文所述的悬浮交错升压变换器结构，是一种高性能升压变换器，但是存在开关管承受电压应力和二极管承受电压应力高的问题(电压应力等于输出电压)。

技术实现要素：

为了克服现有技术中的不足，本发明的目的在于提出一种高性能的高升压比悬浮交错三电平dc/dc变换器及其控制方法，这种变换器既能提高升压变比，又能有效的降低变换器开关管的电压应力，减小电流纹波，增大变换器应用的功率等级，提高变换器的效率。这种高升压比和高效率变换器适用常规dc/dc变换器应用场合，也适用太阳能光伏等新能源发电系统。

为了解决上述存在的技术问题，本发明是通过以下技术方案实现的：

一种高升压比悬浮交错三电平dc/dc变换器，包括一个直流输入电源uin、第一升压电感l1、第二升压电感l2、四个开关管s1、s2、s3、s4、四个单向整流二极管d1、d2、d3、d4、第一输出电容c1、第二输出电容c2、第一飞跨电容cb1和第二飞跨电容cb2，悬浮交错三电平变换器上下为结构对称；具体连接方式为：第一升压电感l1的一端与输入电源uin的正极连接，第一升压电感l1的另一端与第一开关管s1的集电极连接，同时连接到第二二极管d2的阳极，输入电源uin的负极和第二开关管s2的发射极连接，同时连接到输出电容c1的一端；第二升压电感l2的一端与输入电源uin的负极连接，第二升压电感l2的另一端与第四开关管s4的发射极连接，同时连接到第二二极管d2的阴极，输入电源uin的正极和第三开关管s3的集电极连接，同时连接到输出电容c2的一端；第一开关管s1的集电极分别连接到第一升压电感l1的一端和第二二极管d2的阳极，第一开关管s1的发射极和第二开关管s2的集电极连接，同时连接到第一飞跨电容cb1的一端，第四开关管s4的集电极分别连接到第三开关管s3的发射极和第二飞跨电容cb2的一端，第四开关管s4的发射极分别连接到第二升压电感l2的一端和第三二极管d3的阴极；第一飞跨电容cb1的一端分别连接到第一二极管d1的阳极和第二二极管d2的阴极，第一飞跨电容cb1的另一端分别连接到第一开关管s1的发射极和第二开关管s2的集电极，第二飞跨电容cb2的一端分别连接到第三二极管d3的阳极和第四二极管d4的阴极，第二飞跨电容cb2的另一端分别连接到第三开关管s3的发射极和第四开关管s4的集电极，第一输出电容c1的一端分别连接到第一二极管d1的阴极和输出端的正极，第一输出电容c1的另一端分别连接到第二开关管s2的发射极和输入电源的负极，第二输出电容c2的一端分别连接到第四二极管d4的阳极和输出端的负极，第二输出电容c2的另一端分别连接到第三开关管s3的集电极和输入电源的正极。

所述四个开关管s1、s2、s3、s4采用igbt或功率mosfet。

所述一种高升压比悬浮交错三电平dc/dc变换器的控制方法为：

所述高升压比悬浮交错三电平dc/dc变换器的四个开关管s2、s3、s1、s4的驱动信号依次移相π/2相角，即假设第二开关管s2先触发导通，第三开关管s3在1/4周期时触发导通，第一开关管s1在2/4周期时触发导通，第四开关管s4在3/4周期时触发导通；

当占空比d变化时，所述高升压比悬浮交错三电平dc/dc变换器的升压比即电压增益为：u0/uin＝(1+d)/(1-d)，四个开关管s1、s2、s3、s4的导通占空比都是d。

由于采用上述技术方案，本发明提供的一种高升压比悬浮交错三电平dc/dc变换器，与现有技术相比具有这样的有益效果：

(1)本发明高升压比三电平dc/dc变换器上下两桥臂都是boost三电平结构，是将两个boost三电平悬浮交错连接在一起，得到性能非常优良的新型变换器，优势体现在高升压比、应用功率等级高的电路；

(2)本发明高升压比三电平dc/dc变换器具有器件电压应力小和效率高的特点。本发明中，所述的四个开关管采用功率mosfet或igbt,四个开关管s2、s3、s1、s4的驱动信号依次移相π/2相角，即存在同桥臂开关管同时关断的时间段，开关管承受的电压应力低，相当于只用单个开关管承受电压应力的一半。

文献[1]所述的变换器的结构可分为上下桥臂，是由两个boost悬浮交错构成，拥有高升压、高效率的优点。本发明的变换器在文献[1]提出的变换器的基础上，将两个boost三电平变换器悬浮交错连接，既能拥有前者优点，又进一步减小开关管应力，减小输出电压电流纹波，还可以大大减小储能元件如滤波电感、滤波电容的大小，提高变换器的动态响应，从而优化整个系统的动态性能。

本发明变换器由于输入输出不共地，因此，前级发生故障时，由于中间有缓冲电路的缓冲作用，后级电路不会直接受干扰。

与常规的boost三电平变换器相比，本发明的高升压比三电平dc/dc变换器在相同的占空比的情况下具有更大的升压比。与悬浮交错boost变换器相比，本发明的高升压比三电平dc/dc变换器在相同占空比的情况下，其具有开关管的电压应力更低，交错形式可减小输入电流纹波，适合宽输入电压范围，开关管控制方法灵活多样等突出优点，非常适用于光伏电池等可再生能源并网发电系统，具有较好的应用和推广前景。

附图说明

图1是本发明高升压比悬浮交错三电平dc/dc变换器的整体电路原理图；

图2是该变换器四个开关管的脉冲序列图；

图3是该变换器上桥臂在0＜d≤0.5的工作模态；

图4是该变换器上桥臂在0.5＜d≤1的工作模态；

图5是该变换器上下桥臂在交错控制下的工作状态；

图6是该变换器输入电压和输出电压的仿真波形图；

图7是该变换器四个开关管承受电压的仿真波形图；

图8是该变换器两电感电流和输入电流的仿真波形图。

具体实施方式

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细描述：

参见图1，本发明的一种高升压比悬浮交错三电平dc/dc变换器，是将两个boost三电平变换器悬浮交错连接。该变换器上下桥臂对称，工作方式相同，因此，在阐述其工作方式时，可以先选择上桥臂作为研究对象。上桥臂为boost三电平结构，其有0＜d≤0.5和0.5＜d≤1两种工作方式。

为了方便分析，首先定义开关管的开关函数pk为：

该高升压dc/dc变换器上桥臂为boost三电平结构，根据第一开关管s1和第二开关管s2占空比d的大小可以分为0＜d≤0.5、0.5＜d≤1两种方式。用第一开关管s1和第二开关管s2的开关状态来表示一个周期内的工作状态，故一个桥臂上总共会出现四种开关状态。

图3是高升压变换器上桥臂boost三电平在0＜d≤0.5的工作状态。

工作模态一(时间为d·ts)：s1＝01，第二开关管s2导通，第一开关管s1不导通。

直流输入电源uin给第一飞跨电容cb1和第一升压电感l1同时充电，第一输出电容c1放电，ab两点的电压uab＝ucb1，第一升压电感l1电流线性增大，第一升压电感l1的电压为uin-ucb1，第一开关管s1的电压应力为uc1/2。

工作模态二(时间为(0.5-d)·ts)：s0＝00，第一开关管s1、第二开关管s2都不导通。

直流输入电源uin和第一升压电感同时给第一输出c1充电，第一飞跨电容断开，uab＝uc1，第一升压电感l1电流线性减小，第一升压电感l1的电压为uc1-uin，第一开关管s1、第二开关管s2的电压应力都为uc1/2。

工作模态三(时间为d·ts)：s2＝10，第一开关管s1导通，第二开关管s2不导通。

直流输入电源uin和第一飞跨电容cb1共同给第一升压电感l1和第一输出电容c1充电，uab＝uc1-ucb1＝ucb1，第一升压电感l1电流线性增大，第一升压电感l1的电压为uin+ucb1-uc1，第二开关管s2电压应力都为uc1/2。

工作模态四(时间为(0.5-d)·ts)：s0＝00，开关管全不导通。

直流输入电源uin和第一升压电感l1同时给第一输出电容c1充电，第一飞跨电容cb1断开，uab＝uc1，第一升压电感l1电流线性减小，第一升压电感l1的电压为uc1-uin，第一开关管s1、第二开关管s2的电压应力都为uc1/2。

图4是该高升压变换器上桥臂boost三电平在0.5＜d≤1的工作状态。

工作模态一(时间为(d-0.5)·ts)：s3＝11，第一开关管s1和第二开关管s2都导通。

直流输入电源uin给第一升压电感l1充电，第一飞跨电容cb1断开，第一输出电容c1放电，uab＝0，第一升压电感l1电流线性增大，第一升压电感l1的电压为uin，开关管的电压应力为零。

工作模态二(时间为(1-d)·ts)：s1＝01，第二开关管s2和第四开关管s4导通，第一开关管s1和第三开关管s3不导通。

直流输入电源uin和第一升压电感l1共同给第一飞跨电容cb1充电，第一输出电容c1放电，uab＝ucb1，第一升压电感l1电流线性减小，第一升压电感l1的电压为ucb1-uin，第一开关管s1和第三开关管s3的电压应力都为uc1/2。

工作模态三(时间为(0.5-d)·ts)：s3＝11，开关管全导通。

直流输入电源uin给第一升压电感l1充电，第一飞跨电容cb1断开，第一输出电容c1放电，uab＝0，第一升压电感l1电流线性增大，第一升压电感l1的电压为直流输入电源uin，开关管的电压应力为零。

工作模态四(时间为(1-d)·ts)：s2＝10，开关管s1和第二开关管s2都不导通。

直流输入电源uin、第一升压电感l1和第一飞跨电容cb1共同给第一飞跨电容cb1充电，uab＝uc1-ucb1＝ucb1，第一升压电感l1电流线性减小，第一升压电感l1的电压为uc1-uin-ucb1，第二开关管s2的电压应力都为uc1/2。

当占空比大于0.5时，变换器只有s1＝01、s1＝01、s3＝11三种开关模态，无开关模态s0＝00，ab两点电压只有uc1/2和0两个值，当占空比小于0.5时，变换器只有s0＝00、s1＝01、s2＝10三种开关模态，无开关模态s3＝11，ab两点电压只有uc1/2和uc1两个值，即在不同的占空比下，ab两端电压只有两个值，从而减小电感电压的高频交流分量。

图3、图4分析的是上桥臂的工作模式，本发明由于采用上下桥臂悬浮交错连接，为了减小输出纹波和提高系统的响应速度，可以对开关管采用交错控制技术。上桥臂的开关管采用了驱动信号交错180°的工作方式，因此上桥臂与下桥臂之间应采用驱动信号交错90°的工作方式。根据上述工作原理分析可知，一个桥臂会出现四种开关模态，因此采用两个桥臂交错90°时，总共会出现14种工作状态(没有1100和0011)，开关管的占空比不同，对应的工作状态也不同，以高升压dc/dc变换器上下桥臂中的开关管的开关函数为例，给出了各个占空比下该变换器的工作状态，见附图2。

本发明的高升压比三电平dc/dc变换器采用上述悬浮交错控制方式。下面以图4为例推到该变换器的升压比即电压增益。

在boost三电平d>0.5工作模式下，当开关状态处于工作模态一、三时，第一升压电感l1电流线性增加。

当开关状态处于工作模态二、四时，第一升压电感l1电流线性减小。

根据第一升压电感l1的电流在一个周期内的净增量为零，可以得到：

uin·(d-0.5)·2＝[(ucb1-uin)+(uc1-uin-ucb1)]·(1-d)(6)

得出：

对称关系可得：

在一个周期中，由于在各个工作模态下，输出电压均与输入电压及第一输出电容c1、第二输出电容c2串联，因此有：

u0＝uc1+uc2-uin(11)

整理式(9)和式(11)，最终得出输出电压和输入电压的关系为：

单个开关管承受的电压应力等于飞跨电容电压，因此有：

图5～图8所示为图1中的高升压变换器的仿真波形图，图5是四个开关管的驱动波形，图6反映该变换器实现了输入电压68v到输出电压500v的高增益变换，此时，开关管占空比d约为0.76，避免了极限占空比的出现。图7展示了四个开关管的承受的电压的波形，并且承受的电压应力为140v，远低于输出电压500v。两个电感电流波形和输入端电流波形如图8所示，输入端充放电电流是两个脉动电感电流波形的叠加再减去输出端电流，在已知输出功率条件下输出端电流为恒定值。因此，叠加后的输入电流的脉动频率提高一倍，输入电流纹波减少，则该高升压比三电平dc/dc变换器能用较小的电感量实现较低的纹波，可以有效减小变换器的体积。

从实验波形可知，本发明的高升压比三电平dc/dc变换器在避免出现极限占空比的情况下，实现了高升压功能，并且电路电流纹波小，器件的电压应力较低，开关管的开通和关断能耗小；综合考虑这些方面，本发明的高升压比三电平dc/dc变换器与传统升压变换器相比都具有明显优势，是一种性能优越的dc/dc变换器。