一种应用于射频能量收集系统的宽频整流器的制作方法

本发明属于无线能量传输的整流技术领域，特别涉及一种应用于射频能量收集系统的宽频整流器。

背景技术：

近年来，各种低功耗电子产品(RFID、手机、蓝牙耳机、无电池遥控器等)及无线传感器设备在现实生活中得到了越来越广泛的应用。这些低功耗电子产品主要由电池供电，但是，电池的使用一方面会增大无线设备的体积，另一方面电池寿命有限，废旧电池更是容易引起环境污染。所以亟需一种新的供电技术为这些产品提供能量。随着无线通信技术的快速发展，越来越多的蜂窝移动基站、数字电视塔及Wi-Fi路由器等射频功率源的普及，环境中的射频功率密度不断增大。因此，利用环境中的射频能量为低功耗电子器件供能成为近些年国内外研究的热点。而利用整流天线技术将环境中的射频能量转换为直流电压来进行无线能量收集是一种可行的解决方案。整流天线作为射频能量收集系统中最关键的组成部分，主要由接收天线和整流器构成，其中接收天线主要收集环境中的射频能量，整流器将天线接收到的射频能量转换为可用的直流功率。目前，环境中的射频功率密度相对比较低，研究者普遍关注于宽带接收天线与单频整流器的研究与设计，而忽视了与之对应的宽频整流器的研究。在实际应用中，宽频整流器能够同时对多个频段的射频能量整流，以此提高整流天线的功率灵敏度，收集更多的射频能量，从而解决了单频整流器因整流频段单一而供能不足的难题。因此，研究宽频整流器对于射频能量收集系统整体性能的提升具有极为重要的意义。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种应用于射频能量收集系统的宽频整流器。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的，一种应用于射频能量收集系统的宽频整流器，包括接收天线部分、整流器部分、DC-DC升压器部分和智能管理部分；所述接收天线部分用于接收环境中的射频能量，并且完成空间无线电波和导行波之间的转换；所述整流器部分与接收天线部分连接，将天线接收到的交流小信号转换成直流电压；所述DC-DC升压器部分与整流器部分连接，用于将整流器部分输出电压进行升压；所述智能管理模块部分与DC-DC升压器部分连接，为电池或设备终端提供稳定的输出电压。

进一步，所述整流器部分包括并联连接的电压倍压整流电路I和电压倍压整流电路II，所述电压倍压整流电路I包括阻抗匹配电路部分I、整流单元部分I和电容器部分I，所述电压倍压整流电路II包括阻抗匹配电路部分II、整流单元部分II和电容器部分II，所述整流单元部分I包括二极管D1和二极管D2，所述电容器部分I包括电容C1和电容C2，所述阻抗匹配电路部分I的输入端与接收天线连接，所述阻抗匹配电路部分I的输出端与电容C2的一端连接，电容C2的另一端分别与二极管D1的正极、二极管D2的负极连接，二极管D2的正极与电容C1的一端连接，电容C1的另一端与二极管D1的负极连接，二极管D1经负载R_L接地；所述整流单元部分II包括二极管D3和二极管D4，所述电容器部分II包括电容C3和电容C4，所述阻抗匹配电路部分II的输入端与接收天线连接，所述阻抗匹配电路部分II的输出端与电容C4的一端连接，电容C4的另一端分别与二极管D3的正极、二极管D4的负极连接，二极管D4的正极与电容C3的一端连接，电容C3的另一端分别与二极管D3的负极、二极管D2的正极连接，二极管D4的正极接地。

进一步，所述阻抗匹配电路部分I包括扇形开路枝节I、弯曲短路枝节和贴片电感I；所述扇形开路枝节I包括扇形部I和连接部I，扇形部I与弯曲短路枝节分别位于连接部I的两侧；所述扇形部I的两条半径与连接部I具有同样的角度，所述扇形部I的圆心设置于连接部I的一端，弯曲短路枝节连接于连接部I的另一端；所述贴片电感I连接于连接部I的端部。

进一步，所述阻抗匹配电路部分II包括扇形开路枝节II、直短路枝节和贴片电感II，所述扇形开路枝节II包括扇形部II和连接部II，扇形部II与直短路枝节分别位于连接部II的两侧；所述扇形部II的两条半径与连接部II具有同样的角度，所述扇形部II的圆心设置于连接部II的一端，直短路枝节连接于连接部II的另一端；所述贴片电感II连接于连接部II的端部。

由于采用以上技术方案，本发明具有以下优点：

与现有单频整流器相比，本发明应用于射频能量收集系统的宽频整流器具有以下优点：

1.具有更宽的工作带宽。其工作频段可覆盖GSM1800/4G(1850-1900MHz)、UMTS/3G(2150-2200MHz)和WiFi(2400-2450MHz)；2.具有更高的功率灵敏度；3.具有更高的RF-DC转换效率。

附图说明

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步的详细描述，其中：

图1为本发明所涉及的射频能量收集系统结构图；

图2为本发明所设计的整流电路原理图；

图3为本发明所设计的匹配电路示意图，其中a为匹配电路I的示意图，b为匹配电路II的示意图；

图4为本发明所设计的整流电路ADS仿真版图结构图；

图5为仿真得到的该整流器的反射系数(S11)随频率变化的曲线图。

具体实施方式

下面将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述。

如图1所示，本发明所涉及的射频能量收集系统包括接收天线部分、整流器部分、DC-DC升压器部分、智能管理部分以及电池或设备终端部分，

所述接收天线部分最大限度的接收环境中的射频能量，并且完成空间无线电波和导行波之间的转换。

所述整流器部分将天线接收到的交流小信号转换成直流电压；它是能量收集系统的重要组成部分，其损耗和转换效率将决定整个系统的整体效率。

所述DC-DC升压器部分通常被用来提供一个调节电压或提高电压。

所述智能管理模块部分主要为电池或设备终端提供一个稳定的输出电压。

如图2所示，本发明所设计的整流器部分包括并联连接的电压倍压整流电路I和电压倍压整流电路II，所述电压倍压整流电路I包括阻抗匹配电路部分I、整流单元部分I和电容器部分I，所述电压倍压整流电路II包括阻抗匹配电路部分II、整流单元部分II和电容器部分II，所述整流单元部分I包括二极管D1和二极管D2，所述电容器部分I包括电容C1和电容C2，所述阻抗匹配电路部分I的输入端与接收天线连接，所述阻抗匹配电路部分I的输出端与电容C2的一端连接，电容C2的另一端分别与二极管D1的正极、二极管D2的负极连接，二极管D2的正极与电容C1的一端连接，电容C1的另一端与二极管D1的负极连接，二极管D1经负载R_L接地；所述整流单元部分II包括二极管D3和二极管D4，所述电容器部分II包括电容C3和电容C4，所述阻抗匹配电路部分II的输入端与接收天线连接，所述阻抗匹配电路部分II的输出端与电容C4的一端连接，电容C4的另一端分别与二极管D3的正极、二极管D4的负极连接，二极管D4的正极与电容C3的一端连接，电容C3的另一端分别与二极管D3的负极、二极管D2的正极连接，二极管D4的正极接地。

整流单元部分I和整流单元部分II分别由整流二极管D1和D2串联、D3和D4串联而成，实现射频功率到直流电压的转换。在本实施方式中，天线接收到的射频信号通常为正弦信号，以D1和D2组成的整流单元为例，输入信号的正半周被整流二极管D1整流，能量存储在C1中。输入信号的负半周被整流二极管D2整流，能量存储在电容C2中。电容C2中的能量能够转移到电容C1中，同理，电容C4中的能量能够转移到电容C3中，因此，输出的直流电压明显翻倍。

电容器部分I和电容器部分II分别由C1和C2、C3和C4四个电容构成，具有储能作用的同时还可以使整流电路平稳地输出直流波束。其中C2和C4具有低通滤波器的作用，可以抑制整流二极管产生的二次或高次谐波通过天线又辐射到自由空间中去；C1和C3具有直通滤波器的作用，实现直流能量低插损的传输到负载，对于基频以及由整流电路产生的二次及以上谐波则起阻碍作用，使得二极管整流后的电压变的比较平稳。

图3是本发明所设计的阻抗匹配电路,其中图(a)和图(b)分别对应图2中的阻抗匹配电路I和阻抗匹配电路II，均采用π型匹配结构进行匹配。图(a)中的匹配电路包括扇形开路枝节I、弯曲短路枝节2和贴片电感I，以实现在1.85GHz和2.45GHz频段负载阻抗与源阻抗之间的阻抗匹配。图(b)中的匹配电路包括扇形开路枝节II、直短路枝节5和贴片电感II，以实现在2.15GHz频段负载阻抗与源阻抗之间的阻抗匹配。

所述扇形开路枝节I包括扇形部I1和连接部I3，扇形部I与弯曲短路枝节分别位于连接部I的两侧；所述扇形部I的两条半径与连接部I具有同样的角度，所述扇形部I的圆心设置于连接部I的一端，弯曲短路枝节连接于连接部I的另一端；所述贴片电感I连接于连接部I的端部。

所述扇形开路枝节II包括扇形部II4和连接部II6，扇形部II与直短路枝节分别位于连接部II的两侧；所述扇形部II的两条半径与连接部II具有同样的角度，所述扇形部II的圆心设置于连接部II的一端，直短路枝节连接于连接部II的另一端；所述贴片电感II连接于连接部II的端部。

其中，扇形开路枝节相当于1/4波长开路线，在匹配电路中主要起容抗作用。与传统直形短截线相比，在输入阻抗相同的条件下采用扇形开路枝节能将窄带特性改善为宽带特性，因此能够实现较宽的工作带宽。短路枝节相当于电感或电容，当短路枝节长度小于1/4波长时，表现为感性；当短路枝节长度大于1/4波长时，表现为容性。贴片电感L₁和贴片电感L₂主要功能为确定整流电路的工作频段。在本实施方式中，短路枝节呈感性，与电感、扇形开路枝节共同组成匹配网络。当R₁增大时，1.85GHz和2.45GHz频段的谐振频率向低频偏移；R₂增大时，2.15GHz频段的谐振频率向低频偏移。增大时，整流电路的工作带宽变窄。当l₁、l₂增大时，谐振频率均向低频偏移。调节L₁、L₂的电感值的大小，整流电路的谐振频率会向低频段或高频段发生不同程度的偏移。

如图4所示，本发明所设计的整流器结构，阻抗匹配电路的线宽均为2mm，其中阻抗匹配电路I的扇形开路枝节的半径R₁为6.5mm，弧度为100°；弯曲短路枝节的弧长l₁为9.8mm。阻抗匹配电路II的扇形开路枝节的半径R₂为3.0mm，弧度为90°；直短路枝节的长度l₂为3.5mm。贴片电感L₁、L₂的感值分别为4.7nH、2.7nH，封装形式为0805。

所述整流单元部分的肖特基整流二极管的型号为HSMS_285C，其封装形式为SOT-323。

所述电容器部分的四个贴片电容C₁、C₂、C₃、C₄的电容值均为100pF，其封装形式为0805。

在本发明中，阻抗匹配电路部分、整流单元部分、电容器部分以及负载设置于金属接地板上。

金属接地板的介质基板的材料为Rogers_RT_Duroid5880,其相对介电常数为2.2，介质损耗为0.0009，其长度L为50mm，宽度W为40mm，厚度为0.787mm。所述金属接地板位于介质基板的底部，其尺寸大小与介质基板一样。

所述负载R_L为贴片电阻，其阻值为700Ω，其封装形式为0805。

使用ADS仿真软件进行仿真实验。仿真研究表明该整流器具有很好的宽频整流特性，能够运用于射频能量收集系统中。通过软件优化功能得到的各项参数最佳尺寸如表1所示。

表1各参数最佳尺寸表

根据以上参数，运用ADS对本发明的天线进行仿真计算，得到整流电路的反射系数(S₁₁)随频率变化的曲线如图5所示。

图5是仿真得到的该整流电路的反射系数(S₁₁)随频率变化的曲线图。从图中可以看出，在S₁₁≤-10dB时，该整流电路工作在3个频段，分别为1750-1920MHz、2110-2200MHz和2400-2520MHz，覆盖了GSM1800/4G(1850-1900MHz)、UMTS/3G(2150-2200MHz)和WiFi(2400-2450MHz)频段。

最后说明的是，以上优选实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管通过上述优选实施例已经对本发明进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其作出各种各样的改变，而不偏离本发明权利要求书所限定的范围。