三相线电压级联VIENNA变换器的制作方法

本发明涉及一种AC/DC变换器的新型电路拓扑结构及其应用，特别是涉及一种能够应用在高压大功率等级场合，并能同时为多路负载供电的三相线电压级联VIENNA变换器。

背景技术：

近年来，“多电平功率变换器”(Multilevel Converter)在高电压大功率变频调速、有源电力滤波、高压直流(HVDC)输电以及电力系统无功补偿等领域已得到成功的应用。多电平变换器的基本电路拓扑结构大致可分为箝位型和单元级联型两大类，例如，目前在工业中得到广泛应用的由西门子公司或ABB公司生产的二极管钳位型三电平中高压变频器，以及由罗宾康公司或利德华福公司生产的级联H桥中高压变频器就是这两类产品的典型代表。在这两类中高压变频器中无论哪一类，为了应用低耐压的电力半导体器件完成高电压的整流，均在整流输入侧使用了体积庞大、接线复杂、价格昂贵的工频移相变压器，这使其在许多工业场合的应用受到限制。

无工频变压器级联式多电平变换器，近年来在电力电子技术领域受到广泛关注。欧盟及美国均投入大量精力，将此类变换器作为构建适应于新能源发电系统接入，满足分布式发电需求的智能电网接口进行了深入研究。而日本则将无工频变压器级联式多电平变换器作为下一代中高压变压变频器进行了分析。此类变换器采用高频隔离双向DC/DC变换器双向传输能量，取消了传统级联式变换器中的移相变压器，两侧或者高压侧采用级联全控H桥(或级联MMC)多电平功率变换器结构。大大减小了系统体积、降低了系统重量。然而，此类变换器也有着明显的缺点，主要表现在：级联整流(或逆变)级各模块以及双向DC/DC变换模块采用了较多的全控型器件，这些全控型器件造价昂贵，使系统成本上升；运行过程中开关损耗大，影响了系统整体效率；控制电路与控制算法设计复杂。实际上，在相当多的实际工业应用场合，能量并不需要在两个方向传输。该类变换器在不需要能量回馈的风机、泵类电动机节能调速领域的应用并无明显优势。这也是制约该类变换器实用化的关键因素之一。

本发明专利提出了一种如图1所示的能量单方向传输的，不需要体积庞大、接线复杂、价格昂贵的工频移相变压器，能在高电压下完成整流的级联式多电平变换器拓扑。该新型变换器拓扑可以作为新一代中高压变压变频器的整流级，在高电压下完成单位功率因数整流。与三相全控型级联H桥整流器相比，本发明所提出的级联整流器在级联模块数相同(例如均为三个模块级联)可以少用27个全控型电力半导体器件。与全部应用全控型电力半导体器件采用同样三相桥线电压级联的整流器相比，则少用一半的全控型电力半导体器件，且每个全控型电力半导体器件的耐压要求降低一半。

技术实现要素：

针对现有技术存在的上述不足，本发明的目的在于提供一种能够应用在高压大功率等级场合并能实现有源功率因数校正的三相线电压级联VIENNA变换器。电路本身的结构特点使该变换器在级联级数相同的情况下，可以减少有源开关管数，降低开关损耗，节约成本。

本发明的发明目的是通过下述技术方案予以实现的：三相线电压级联VIENNA变换器，其特征在于，其二级级联拓扑包含：

星形连接且不带中性线的三相输入电源u_a、u_b、u_c；

九个与每相桥臂串联的输入升压电感L_a1、L_b1、L_c1，L_a2、L_b2、L_c2，L_a3、L_b3、L_c3，其电感值相同，其中三个与三相电源连接的升压电感的输出端，分别记为A、B、C；

三个结构完全相同的三相三线VIENNA变换器，三个三相VIENNA变换器对应相上下两桥臂的左侧连接点分别记为A1、B1、C1，A2、B2、C2和A3、B3、C3；每个三相三线VIENNA变换器是由3个双向功率开关K_A、K_B、K_C，六个快速整流二极管D_af+、D_af-、D_bf+、D_bf-、D_cf+、D_cf-，两组串联联接的输出电容C_f1、C_f2和一个电阻负载R组成的；每个双向功率开关由四个二极管和一个开关管组成，有四个结点，上下两个结点分别接D_{(a、b、c)f+}的阳极和D_{(a、b、c)f-}的阴极，左结点为上下两桥臂的左侧连接点Ai、Bi、Ci，右节点接直流输出电容C_f1、C_f2的中点，将D_{(a、b、c)f+}的阴极、D_{(a、b、c)f-}的阳极与串联的输出电容C_f1、C_f2和电阻负载R并联连接；

三个三相VIENNA变换器的六个输出电容分别记为C_af1、C_af2、C_bf1、C_bf2、C_cf1、C_cf2；三个负载电阻分别记为R₁、R₂、R₃；三组直流输出电压分别记为U_O1、U_O2、U_O3；六个输出电容的电压值分别记为u_dc1、u_dc2、u_dc3、u_dc4、u_dc5、u_dc6；三个三相VIENNA变换器是通过输入侧的线电压级联在一起的，具体连接方式为：A相输入电感L_a1的输出端A与A1相连，B1通过升压电感L_b1、L_a2与A2相连，B2与B相输入电感L_b2的输出端B相连，C2通过升压电感L_c2、L_b3与B3相连，C3与C相输入电感L_c3的输出端C相连，A3通过升压电感L_a3、L_c1与C1相连。如图1所示。

根据图1所示结构，可画出二级级联三相VIENNA变换器的简化连接结构，如图2所示。根据图2所示结构，级联三相VIENNA变换器的交流侧线电压可以表示为：

该变换器的子单元是结构完全相同的三相三线VIENNA变换器；采用的开关管为全控型电力半导体器件，可以实现单位功率因数。

由上述二级级联的三相VIENNA变换器拓扑的构造思路，可以得到由6个三相VIENNA变换器子单元构成的三级级联的三相三线VIENNA变换器，具体连接方式为：A相输入电感L_a1的输出端A与A1相连，B1通过电感与A2相连，B2通过电感与A3相连，B3与B相输入电感L_b3的输出端B相连，C3通过电感与B4相连，C4通过电感与B5相连，C5与C相输入电感L_c5的输出端C相连，A6通过电感与C1相连，A5通过电感与C6相连，A4、C2通过电感与B6相连，如图3所示。

根据图3所示结构，可画出三级级联三相VIENNA变换器的简化连接结构，如图4所示。根据图4所示结构，级联三相VIENNA变换器的交流侧线电压可以表示为：

由二级级联得到三级级联拓扑的扩展方法可推广到n级级联。对于n级级联的三相VIENNA变换器，其交流侧线电压的表达式应为

由式(3)可知：对于n级级联的三相VIENNA变换器，由(3n-3)个三相VIENNA变换器模块构成，共需要(9n-9)个有源开关和(6n-6)个直流输出电容；不同模块桥臂间的连接关系可通过该式得到，其中式中未涉及到的桥臂通过电感按一定的方式进行连接。按上述扩展方法得到的4级至7级级联的三相VIENNA变换器的拓扑简化连接图分别见图5—图7。

本发明具有如下有益效果：

①由于本发明的三相级联型VIENNA变换器是通过三相输入电源的线电压间级联而构成，不仅可以继承VIENNA变换器的以下优点：能够实现单位功率因数控制；功率器件上的电压应力为直流母线电压一半，可以使用低压的有源开关管和快恢复二极管；电感电流连续；功率密度高，输入电流纹波降低，从而电感体积减小；整流器呈现电阻特性，电压不平衡及缺相条件下仍然可以工作；而且还可以利用三相输入线电压级联叠加的连接方式以进一步降低开关管的电压应力，提升电压等级，使该变换器适合应用在高压大功率等级场合；且直流侧可以输出相同或者不同的电压，能够同时为多路负载供电。

②由电路结构可知，采用三个模块级联的三相全控型级联H桥整流器每相需要三个单相H桥级联组成，每个H桥需要4个全控型电力半导体器件，总共需要36个全控型电力半导体器件；全部应用全控型电力半导体器件采用同样三相桥线电压级联的三相整流器由三个三相桥整流模块级联组成，每个模块需采用6个全控型电力半导体器件，总共需要18个全控型电力半导体器件；而本发明所提出的级联整流器在级联模块数相同时(例如均为三个模块级联)只需9个全控型电力半导体器件，与三相全控型级联H桥整流器相比，可以少用27个全控型电力半导体器件，与全部应用全控型电力半导体器件采用同样三相桥线电压级联的三相整流器相比，则少用一半的全控型电力半导体器件，且每个全控型电力半导体器件的耐压要求降低一半，从而可降低变换器制作的成本及体积。

③该变换器不仅可以采用传统的三相静止坐标系下电流相位实时跟踪电压相位的双闭环控制，即每个桥臂电流都有电流环的控制方法，本发明还提出两种更简单更优化的控制方法以实现交流电流对电源相位的跟踪，实现单位功率因数运行，以及直流侧的多路稳定输出，既可满足实际工程中对电流总谐波畸变THD≤5％的要求，又可降低级联变换器控制系统的复杂性。三种控制方式优缺点明显，工程应用中可根据控制要求和参数要求进行选择。

④本发明保持了传统级联型变换器的优点：每个变换器子单元的结构相同，容易进行模块化设计、调试、安装等。开关器件电压应力低以适合应用在高压大功率等级场合。

附图说明

下面结合附图对本发明进一步说明。

图1为二级级联三相VIENNA变换器电路拓扑；

图2为二级级联三相VIENNA变换器的简化连接结构图；

图3为三级级联三相VIENNA变换器电路拓扑；

图4为三级级联三相VIENNA变换器的简化连接结构图；

图5为四级级联三相VIENNA变换器的简化连接结构图；

图6为五级级联三相VIENNA变换器的简化连接结构图；

图7为六级级联三相VIENNA变换器的简化连接结构图；

图8为二级级联三相VIENNA变换器第一种控制方法控制框图；

图9为二级级联三相VIENNA变换器第二种控制方法控制框图；

图10为二级级联三相VIENNA变换器第三种控制方法控制框图；

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施方式和工作原理做进一步的描述：

如图1所示，本发明的三相线电压级联VIENNA变换器，其特征在于，其二级级联拓扑包含：

星形连接且不带中性线的三相输入电源u_a、u_b、u_c；

九个与每相桥臂串联的输入升压电感L_a1、L_b1、L_c1，L_a2、L_b2、L_c2，L_a3、L_b3、L_c3，其电感值相同，三个与三相电源连接的升压电感的输出端，分别记为A、B、C；

三个结构完全相同的三相三线VIENNA变换器，三个三相VIENNA变换器对应相上下两桥臂的左侧连接点分别记为A1、B1、C1，A2、B2、C2和A3、B3、C3；每个三相三线VIENNA变换器是由3个双向功率开关K_A、K_B、K_C，六个快速整流二极管D_af+、D_af-、D_bf+、D_bf-、D_cf+、D_cf-，两组串联联接的输出电容C_f1、C_f2和一个电阻负载R组成的；每个双向功率开关由四个二极管和一个开关管组成，有四个结点，上下两个结点分别接D_{(a、b、c)f+}的阳极和D_{(a、b、c)f-}的阴极，左结点为上下两桥臂的左侧连接点Ai、Bi、Ci，右节点接直流输出电容C_f1、C_f2的中点，将D_{(a、b、c)f+}的阴极、D_(a、b、c)f-的阳极与串联的输出电容C_f1、C_f2和电阻负载R并联连接；

三个三相VIENNA变换器的六个输出电容分别记为C_af1、C_af2、C_bf1、C_bf2、C_cf1、C_cf2；三个负载电阻分别记为R₁、R₂、R₃；三组直流输出电压分别记为U_O1、U_O2、U_O3；六个输出电容的电压值分别记为u_dc1、u_dc2、u_dc3、u_dc4、u_dc5、u_dc6；三个三相VIENNA变换器是通过输入侧的线电压级联在一起的，具体连接方式为：A相输入电感L_a1的输出端A与A1相连，B1通过升压电感L_b1、L_a2与A2相连，B2与B相输入电感L_b2的输出端B相连，C2通过升压电感L_c2、L_b3与B3相连，C3与C相输入电感L_c3的输出端C相连，A3通过升压电感L_a3、L_c1与C1相连。如图1所示。

为以下分析本发明的工作原理及其性能特点方便，现做如下假设：三相电源的内阻为0；每个子模块元件参数完全相同，且开关均为理想开关；各相输入升压电感和输出滤波电容相等，记为L_a1＝L_b1＝L_c1＝L_a2＝L_b2＝L_c2＝L_a3＝L_b3＝L_c3＝L，C_af1＝C_af2＝C_bf1＝C_bf2＝C_cf1＝C_cf2＝C，且不存在等效电阻；三个负载电阻阻值相等，记为R₁＝R₂＝R₃＝R。

级联的三个三相VIENNA变换器对应相的有源开关驱动信号分别记为S_A1、S_B1、S_C1；S_A2、S_B2、S_C2；S_A3、S_B3、S_C3；有源开关导通时为0，关断时为1。

在三相输入平衡时，结合假设条件可得三个三相VIENNA变换器的输出电压平均值相等，设为U_O1＝U_O2＝U_O3＝U_O。忽略三相VIENNA变换器的中点电位波动，认为每个直流输出电容上的电压相等，设为u_dc1＝u_dc2＝u_dc3＝u_dc4＝u_dc5＝u_dc6＝u_dc＝U_O/2。再由电路连接方式，可得级联三相VIENNA变换器交流侧的输入线电压为：

在理想状态下，图1所示变换器输出的三个相电流对称，假设其表达式如(5)所示，其中I为其有效值。

对图1，由KCL及不同模块间的连接关系可得

若对级联三相VIENNA变换器的每个子模块采用同步控制，且交流侧三相电流对称,由图2可知其内环电流i_a3、i_b1、i_c2的基波分量之和为0，即有

i_a3+i_b1+i_c2＝0 (7)

由式(5)—(7)可得每个子模块的三个桥臂电流的表达式如(8)所示。

根据VIENNA变换器的工作原理，级联三相VIENNA变换器交流侧的输入线电压式(4)可以进一步描述为：

其中，为符号函数。

由式(8)可知，i_a1、i_b2、i_c3；i_b1、i_c2、i_a3；i_a2、i_b3、i_c1三相对称，依次相差120°，由式(9)易见，当S_A1、S_B2、S_C3；S_B1、S_C2、S_A3；S_A2、S_B3、S_C1依次相差120°时，即可使变换器正常工作，输出三相对称的线电压。

为了实现交流电流对电源相位的跟踪，实现单位功率因数运行，以及直流侧的多路稳定输出，该变换器可以采用三种不同的控制方法进行控制以达到不同的控制要求：

第一种控制方法采用的是三相静止坐标系下电流相位实时跟踪电压相位的双闭环控制，由一个电压环与每个模块每相电流环即9个电流环组成，如图8所示。电压环是将实际的级联VIENNA变换器的直流侧电压输出和与直流电压给定信号比较后送入PI调节器，输出为直流电流信号i_d，第一个模块的电流环将i_d与相应的A相相电压，AB相、CA相线电压相位相同的正弦信号相乘，得到A相变换器的三个交流电流的指令信号第二个模块的电流环将i_d与相应的AB相线电压、B相相电压、BC相线电压相位相同的正弦信号相乘，得到B相变换器的三个交流电流的指令信号第三个模块的电流环将i_d与相应的CA相线电压、BC相线电压、C相相电压相位相同的正弦信号相乘，得到C相变换器的三个交流电流的指令信号与实际电流信号比较后送入PI调节器，输出与三角波比较，生成9个有源开关的驱动信号S_A1、S_B1、S_C1，S_A2、S_B2、S_C2，S_A3、S_B3、S_C3，此种控制方法控制效果最好，实时性最优，可以实现三相电流有源功率因数校正，三个模块每个桥臂电流正弦化，总谐波畸变率THD≈1.5％，但 控制方式最为复杂，需要9个电流环。

第二种控制方法是第一种控制方法的优化，如图9所示，电压环控制相同，只需第一个模块的三个电流环产生三个交流信号与实际电流信号比较后送入PI调节器，输出与三角波比较，生成A1、B1、C1相有源开关驱动信号S_A1、S_B1、S_C1；将S_A1、S_B1、S_C1依次延时120°(T/3)，作为B2、C2、A2相有源开关驱动信号S_B2、S_C2、S_A2；依次延时240°(2T/3)，作为C3、A3、B3相有源开关驱动信号S_C3、S_A3、S_B3，此种控制方法控制效果良好，控制方式更优化，减少了6个电流环，并且也可以实现三相电流有源功率因数校正，三个模块每个桥臂电流正弦化，总谐波畸变率THD≈3.1％。

第三种控制方法如图10所示，也只需要3个电流环，但是与前两种方法的电流环不同，第三种控制方法第一个模块的电流环将i_d分别与A相、B相、C相相电压相位相同的正弦信号相乘产生三个交流信号与实际电流信号比较后送入PI调节器，输出与三角波比较，生成A1、B1、C1相有源开关驱动信号S_A1、S_B1、S_C1；S_A1、S_B1、S_C1即可作为第二个和第三个模块的有源开关驱动信号，S_A1＝S_A2＝S_A3，S_B1＝S_B2＝S_B3，S_C1＝S_C2＝S_C3。此种控制方式最简单，只需3个电流环，且无需延时环节，控制效果良好，可以实现三相电流有源功率因数校正，总谐波畸变率THD≈4.3％，但是每个模块不与相电压相连的两个桥臂上的电流无法实现正弦化，即整个变换器中存在环流，对变换器的稳定性造成不良影响。

三种控制方法都可以实现交流电流对电源相位的跟踪，实现单位功率因数运行，以及直流侧的多路稳定输出，都可满足实际工程中对电流总谐波畸变THD≤5％的要求，但是控制系统复杂性与实时性，以及控制效果不同，工程应用中可根据控制要求和参数要求进行选择。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属领域的技术人员来说，还可以再做出适当推演、等同变换、改进等，但在不脱离本发明构造思路的前提下，均应包含在本发明的保护范围内。