本发明大体上涉及电子电路，并且更特定来说涉及用于使用在将电力供应到负载的主电力开关或晶体管处的零电压转变(zvt)切换来增加切换电力转换器的效率的方法及电路。
背景技术：
切换电力供应器已存在数十年，并且目前在电子工业中大量使用。切换电力供应器常用于许多类型的电子装备，例如工业机械、汽车电子、计算机及服务器、移动消费型电子产品(例如，移动电话及平板计算机)、用于移动电子产品的电池充电器以及低成本/重量轻的物品(例如，无线耳机及钥匙链手电筒)。许多应用包含用于便携式电池供电装置的切换电力供应器，其中对于装置的部分(例如在相当低的dc电平下操作的集成电路)，初始电压逐步减低到降低电压。切换供应器很受欢迎，因为与使用非切换电力供应器(如线性电力供应器)的常规方法相比较，切换电力供应器在电力的电压及电流电平转换时可设计为重量轻、成本低及效率高的。
通过使用高速低损耗开关(例如mosfet晶体管)在切换电力供应器中实现高效率，以仅在需要时将来自输入电力源(例如电池)的能量转移到正被供电的电子装备(负载)，以便于维持负载所需的电压及电流电平。
执行从供应特定电压及电流范围内的电能的直流(dc)输入(例如电池)到由负载所需的不同dc电压及电流范围的转换的切换电力供应器被称为“dc-dc”转换器。许多常规dc-dc转换器通过采用零电压转变(zvt)功能性能够实现接近或超过90％的效率。zvt技术由华(hua)等人开发，并且描述在1994年发表的论文(“新型零电压转变pwm转换器(novelzero-voltage-transitionpwmconverters)”，g.华(g.hua)，c.-s.吕(c.-s.leu)，y.江(y.jiang)及f.c.李(f.c.lee)，ieee电力电子学报(trans.powerelectron)，第9卷，第2期，第213页到219页，1994年3月)中。在常规dc-dc转换器中使用zvt功能降低由于切换而发生的能量损失，并且具有降低dc-dc转换器的主电力开关上的电压应力的额外益处。降低开关上的电压应力允许开关具有较低的电压容差额定值，因此可能使开关更小且成本更低。
常规dc-dc转换器的zvt电路在切换元件上引入额外开关及对应额外能量损失及电压应力。然而，zvt功能的能量损失及电压应力的影响远不及采用zvt功能性的切换转换器的整体性能改进。如果降低zvt功能的能量损失及电压应力，那么电子装备可能会以多种方式得到改进，例如延长的电池寿命、较低操作成本及改进的热量管理。
为更好地说明常规zvt方法的缺点，图1展示布置在被称为降压转换器的电路拓扑中的常规zvtdc-dc转换器电路10。降压dc-dc转换器在比输入电压更低的电压下提供输出电压。可受益于使用zvt切换的其它类型的dc-dc转换器包含将到负载的电压增加到大于输入电压的升压转换器，以及在降压与升压功能之间动态转变以适应可能大于或小于负载所需的输出电压的各种输入电压电平的降压-升压dc-dc转换器。
图1说明电路10的切换元件、关键无源组件及关键寄生元件的简化电路图。为简化解释，图1省略常规zvtdc-dc降压电力转换器中的次要组件、次要寄生元件、用于监测输出电压的电路以及用于控制切换时序的控制电路。
图1的电路10含有两个主电力开关s1及s2，其(结合输出电感器lo及电容器co)用于在输出电压电平vo下执行向负载(表示为电阻负载ro)供应能量的降压转换器的主要功能，所述输出电压电平vo是来自dc输入电压vin的降低的电压。vin表示作为到zvt电力转换器的输入电压源(例如电池或另一电力供应器)的外部元件及跨越vin输入电压源的正及负端子的电压电平两者。辅助开关sa1及sa2以及辅助电感la是用于实现zvt功能性的额外组件(添加到常规切换转换器拓扑中)。在图1中由电感器lbyp表示有助于开关s2上的电压应力的主寄生电感。s1的源极端子、s2的漏极端子及每一电感器la及lo的一个端子如图1中所展示那样耦合到公共节点，其被称为开关节点，并且被标记为图1中的开关节点。第一辅助开关sa1、第二辅助开关sa2及辅助电感器la在标记为辅助节点的辅助节点处耦合在一起。图1的实例降压转换器10中的所有四个开关(s1、s2、sa1及sa2)是增强模式n沟道mosfet。开关s1及s2的漏源寄生电容对于电路描述是重要的，并且在图1中分别被说明为cds1及cds2。还展示mosfet开关的本征体二极管连接在针对图1的所有开关(s1、s2、sa1及sa2)的源极及漏极之间。
增强模式n沟道mosfet通常用作常规dc-dc转换器中的开关，如图1中的实例中所展示，但其它类型的晶体管开关(以及在某些情况下的二极管开关)已被采用并且可用于形成降压转换器10或其它类型的切换电力转换器。
图1的电路10通过替代地在两个主要状态之间切换来实现将降低电压供应到负载(跨越电阻器ro的电压)的主降压转换器功能。在主要状态中的一者(由开关s1闭合及开关s2断开来定义，这意味着开关s1是导通的晶体管，而开关s2是关断的晶体管)中，输入电压源(vin)将能量供应到负载，并且维持或增加磁能的能量也被存储在电感器lo中。在另一主要状态(由开关s1断开及开关s2闭合来定义，这意味着开关s1是关断的晶体管，而开关s2是导通的晶体管)中，从输入(vin)流动的电流被阻塞，并且存储在电感器lo中的磁能被转换成电能并且向负载(电阻器ro)供应能量。通过改变电路在每一主要状态中花费的相对时间量，将跨越负载ro的电压维持在预定义范围中。在上文描述的两种状态之间交替的转换器有时被描述为脉宽调制(pwm)切换转换器，这是因为输出vo与输入电压vin乘以开关s1的占空比(开关s1的接通时间与总循环周期的比率)成比例。通常，常规降压转换器在这些状态之间快速循环(通常在几百khz到1mhz及以上)。除两个主要状态之外，在两个主要状态之间的转变期间发生短暂停滞时间。在停滞时间期间，开关s1及s2同时断开，因此实施开关s1及s2的晶体管同时关断。停滞时间确保不存在跨越输入电压源(vin)直接接地的高电流路径，这可在s1及s2两者都闭合时发生。常规pwm切换电力供应器在每一操作循环期间采用两个停滞时间：第一停滞时间发生在开关s1断开时，并在开关s2闭合时结束；且第二停滞时间发生在开关s2断开时，并在开关s1闭合时结束。zvt功能在第二个停滞时间开始之前的一小段时间中操作，s2断开，并且zvt功能在第二个停滞时间结束之后的一小段时间结束，开关s1闭合。zvt功能不在上文描述的降压转换器循环的第一停滞时间(开关s1断开与s2闭合之间的时间)中操作。
图2是用以操作针对常规zvtdc-dc降压转换器的zvt功能性的开关转变事件序列的时序图。在图2中，切换事件标记为t0、t1、t3及t4。为增加解释的简单性，在图2中没有事件被标记为t2。在开关s2断开与开关s1闭合之间的时间间隔期间上文描述的停滞时间在图2所说明的事件t1处开始并且在事件t3处结束。
图1中所说明的四个开关(s1、s2、sa1及sa2)中的每一者的断开及闭合状态在图2中通过施加到开关栅极的电压(分别为vg1、vg2、vga1及vga2)来表示并展示在四个曲线图中，曲线图201说明开关s1的栅极上的电压，曲线图202说明开关s2的栅极上的电压，曲线图203说明开关s3的栅极上的电压，且曲线图204说明开关s4的栅极上的电压。施加到开关栅极的注释为von的电压指示开关闭合，并且注释为voff的电压指示开关断开。图2的目的是说明切换事件序列，而不说明特定电压电平、波形形状及时间增量。
用于常规方法的zvt功能性从图2中标记为t0的事件开始，其中开关sa1导通，如曲线图203中所展示。在事件t0之前的时间，开关s2已闭合，并且开关s1及sa2已断开用于电流降压转换器循环的大部分。当开关s2如曲线图202中所展示那样断开时，时间推进到图2中所说明的事件t1。在下一个事件t3处，开关s1及sa2闭合，如曲线图201、204两者中所展示。开关sa1在册t3处断开，如曲线图203中所展示，并且在提供停滞时间的短延迟之后，sa2紧接在事件t3之后闭合，如曲线204中所展示。在事件t4处，sa2如曲线图204中所展示那样断开以完成针对降压转换器的当前循环的zvt功能性。
图1的常规zvt降压转换器电路10在主电力开关s1具有跨越其的零或接近零伏特的在图2中说明的标记为t3的事件处从断开转变为闭合(s1如曲线图201所展示那样导通)时实现zvt。为使电路10在s1导通或闭合之前达到跨越开关s1的零或接近零伏特的条件，使用l-c谐振电路来增加开关s1的源极端子(耦合到图1中的节点“开关节点”)处的电压直到大约等于s1的漏极端子处的电压，其耦合到输入电压vin并且大约等于输入电压vin。上述l-c谐振电路包含电感器la及电容cds1及cds2(分别为开关s1及s2的漏源寄生电容)的并联组合，并且在本文中被称为“zvt谐振电路”。zvt谐振电路是电路10的一部分。针对常规方法，zvt谐振电路仅在开关sa1闭合并且开关s1、s2及sa2断开时谐振，其为图2中事件t1与t3之间的时间跨度。针对常规方法的事件t1与t3之间的时间跨度相当于zvt谐振电路的自然谐振频率的四分之一循环。
与不具有zvt功能形成的常规dc-dc转换器相比较，并入zvt功能的常规dc-dc转换器通常具有晶体管开关上的较低能量损失及较低电压应力，但zvt功能本身引入能量损失及电压应力。
常规zvt功能的能量损失是由至少两个主要贡献者引起的。首先，当辅助开关sa1在转变通过mosfet线性区时传导峰值电流时关断，能量就会损失。其次，在zvt操作期间，通过开关sa1、sa2及s1以及电感器la的传导损耗总和损失能量。
由zvt功能引起的电压应力的最显著影响是开关s2所需的电压容差，并且因此这影响s2晶体管大小及潜在成本。开关s2上的电压应力是开关sa1因峰值电流流过而关断的结果，从而导致由寄生电感lbyp引起的跨越开关s2的电压尖峰。此外，由于寄生电感的振铃，当电流流过其而sa1关断时跨越sa1发生电压尖峰。然而，为获得更高的电压容差而确定sa1的大小并不会对潜在的转换器成本产生重大影响，因为与主电力晶体管s1及s2相比较，sa1已经是小晶体管。
因此，在zvt转换器的性能及效率方面需要改进，例如相比常规方法改进以减少zvt转换器的电力损耗并降低电压应力，使得能够在zvt转换器中使用更小及更低成本的组件。
技术实现要素：
在所描述的实例中，一种零电压转变电路包含输入节点、输出节点、开关节点、耦合所述开关节点及输出节点的输出电感器、耦合所述输出节点及接地的输出电容器、耦合所述输入节点及开关节点的第一开关、耦合开关节点及接地的第二开关、将所述输入节点耦合到辅助节点的第一辅助开关、将所述辅助节点耦合到接地的第二辅助开关以及将所述辅助节点耦合到所述开关节点的辅助电感器。
一种实例方法包含：闭合所述第一辅助开关以将所述输入耦合到所述辅助节点；随后，当电流低于截止阈值时，断开所述第二开关；在第一延迟周期之后，断开所述第一辅助开关并闭合所述第二辅助开关；并且在第二延迟周期之后，闭合所述第一开关。
附图说明
图1描绘说明适用于实例实施例的典型zvtdc-dc降压电力转换器的切换元件、关键无源组件及关键寄生元件的简化电路图。
图2描绘说明开关转变事件及排序以操作针对常规方法的zvt功能性的一群组时序图。
图3描绘说明开关转变事件及排序以操作针对实例实施例的zvt功能性的一群组时序图。
图4描绘将实例实施例的关键元件中的电流流动与常规方法中的电流流动进行比较的一群组波形图。
图5描绘实例实施例的zvt谐振电路的理想等效电路图。
图6描绘替代实施例中的zvt谐振电路的理想等效电路图。
图7描绘说明实例实施例的方法中的开关转变序列的流程图。
图8描绘说明实例实施例的修改的开关排序及时序控制的框图。
图9描绘并入实例实施例的集成电路的另一电路框图。
具体实施方式
除非另外指示，否则不同图式中的对应数字及符号通常指代对应部分。不一定按比例绘制图式。
在此说明书中，术语“耦合”包括“直接连接”以及与中间元件进行的连接。额外元件及各种连接可用在被描述为“耦合”的任何元件之间。
以下提供实例实施例及常规方法的多个比较。在所有情况下，这些比较是基于操作条件、电压源特性及负载特性对于实例实施例及常规方法来说大致相同。此外，比较是基于实例实施例及常规方法的近似等效电路操作，除如下文所描述的布置或电路操作的方面不同之外。实例实施例及常规方法的以下比较不限于特定电路、操作条件、电压源特性或负载特性。实例实施例可并入于采用zvt技术的宽范围的切换电力转换器中并对其提供益处。
如上文论述，图1说明zvtdc-dc降压电力转换器的切换元件、关键无源组件及关键寄生元件的简化电路图10，其中可并入实例实施例并且可获得所实现的优点。为简化图的目的，图1省略常规方法及实例实施例中存在的次要组件、次要寄生元件以及用于监测输出电压及控制开关时序的电路。实例实施例修改针对电路10的开关的转变的排序及时序。因此，为便于描述实例实施例的切换事件，本文参考电路10。通过修改开关转变排序及时序，实例实施例实现改进的电力效率及改进的zvt电力转换器，其具有用于本文所述的开关实施方案的减小的半导体裸片面积。
实例实施例的修改的开关转变排序及时序发生在zvt功能的操作期间，并且在电力供应循环的其余部分期间不显著影响电路10的操作。因此，此描述不包含对全电力供应循环的描述。
图3说明用于实例实施例的用以操作zvt功能性的开关转变事件的时序图。在图3中，切换事件被标记为t0、t1、t2、t3及t4。
通过施加到开关栅极的电压(分别为vg1、vg2、vga1及vga2)在图3中表示图1中所说明的四个开关(s1、s2、sa1及sa2)中的每一者的断开及闭合状态。曲线图301说明开关s1的栅极端子处的电压vg1；曲线图302说明开关s2的栅极端子处的电压vg2；曲线图303说明开关sa1的栅极端子处的电压；且曲线图304说明开关sa2的栅极端子处的电压。施加到开关栅极的注释为von的电压指示开关由于晶体管导通而被闭合，并且注释为voff的电压指示开关由于晶体管关断而断开。图3中的曲线图301、302、303及304的目的是说明切换事件的序列，且图3未说明具体的电压电平、波形形状及时间增量。对于实例实施例及常规方法，在开关sa1关断及开关sa2导通之间发生短暂的停滞时间。此停滞时间确保跨越输入电压源vin不存在高电流路径。开关sa1关断与开关sa2导通之间的停滞时间不会显著影响电路10功能性。因此，为进一步简化解释，开关sa1关断、中间停滞时间及开关sa2导通被说明为发生在图3中的单个事件(在时间t2)中。
实例实施例的zvt功能性以图3中标记为t0的事件开始，其中开关sa1导通，如曲线图303中所展示，而开关s2保持闭合并且开关s1及sa2保持断开。在图3中，当开关s2断开时，时间推进到事件t1，如在曲线图302中所展示。在下一个事件t2处，如图3中所展示，开关sa1如曲线图303所说明那样断开，并且在满足停滞时间要求的短延迟之后，开关sa2闭合，如曲线图304中所展示。不同于实例实施例，常规zvt电路在时间t2不采用切换事件。如图3中所展示，在针对实例实施例的事件t3处，开关s1在时间t3处如曲线图301所说明那样闭合。在事件t4处，开关sa2如曲线图304中所展示那样断开以完成针对降压转换器的当前循环的zvt功能性。
此外，本文提供的波形及时序图不用电压及电流值以及时间增量进行标注，这是因为特定值取决于如何制作特定实例。当在本文比较波形时，使用相同的相对电压、电流及时标。
针对上述切换事件之间的每一连续时间跨度，此描述包含：zvt功能性的描述以及相应时间跨度内实例实施例的修改的开关转变排序及时序；与常规方法的比较；以及用以控制修改的开关排序及时序的电路功能性的描述。
如图3所展示，zvt功能操作期间的第一时间跨度在事件t0与t1之间。在事件t0处，zvt功能在每一降压转换器循环期间开始。在t0之前的时间中，实例实施例与常规方法类似地操作，并且具有开关s1断开并且开关s2闭合并且开关sa1及sa2断开的状态。在事件t0处，开关sa1闭合，允许电流流过辅助电感器la，其从零安培斜坡变化直到在电感器la中流动的电流大约等于流过电感器lo的电流。同时，在闭合开关s2中流动的电流斜坡变为零或接近零。如上所述，针对从事件t0开始并在事件t1结束的时间间隔，针对实例实施例及针对常规方法的电路10的行为类似，不同之处在于事件t0之后发生t1的时间由实例实施例的控制电路调整，如下文进一步描述。
可执行对发生事件t1的时间的调整，以修改zvt谐振电路的谐振轨迹，使得在事件t3处开关节点电压将等于或接近等于输入电压vin(下文描述后续事件的zvt功能性)。以持续的方式调整谐振轨迹允许zvt功能适应负载及其它操作条件的动态改变。t1(在t0处的事件之后)发生的时间的调整是通过在开关s2在事件t1处关断时监测并调整流过开关s2的电流is2来间接实现。为实现s2关断电流的调整，在事件t3处测量开关节点电压。如果在时间t3开关节点电压等于或大于vin，那么针对s2关断电流的目标值(关断时通过s2的电流或is2-关断)递减。如果开关节点电压小于vin，那么is2-关断递增。在紧接着的降压转换器循环的zvt功能的操作期间，在事件t0与t1之间监测开关s2中的电流，并与is2-关断(在先前循环中设置)进行比较。在实例实施例中，当电流is2等于或小于is2-关断时，开关s2关断。
在图3中所展示的zvt功能的操作期间的第二时间跨度在事件t1与t2之间。针对实例实施例及常规方法，开关s2在事件t1处断开，其中零或接近零电流流过开关s2，如曲线图302中所展示。开关s1及sa2在t1处保持断开。在仅开关sa1闭合的情况下，电感器la分别与开关s1及s2(zvt谐振电路)的寄生漏源电容cds1及cds2的并联组合谐振。在实例实施例中，事件t2发生在事件t1之后1/6tr的时间，此时开关节点达到大于1/2vin的电压，此时sa1断开并且sa2闭合(在短停滞时间延迟之后)，如图3在曲线图303、304中在时间t2及紧接在时间t2之后所展示。zvt谐振电路的自然谐振周期在本文被称为时间“tr”。
不同于实例实施例，在常规的zvt转换器中，事件t2不发生。在至少一些常规转换器中，zvt谐振电路在相同轨迹上继续谐振，直到在事件t3处开关节点(并且因此开关s1的源极端子)等于或接近等于输入电压vin，此时s1接着闭合，零或接近零伏特电压跨越s1，且接着通过断开开关sa1并闭合开关sa2来停止谐振。
图4说明：(a)标记为i(la)的la中的电流的曲线图，针对实例实施例；及(b)将获得的电流与常规zvt转换器中获得的对应电流进行比较的曲线图。为了清楚说明，图4中所展示的开关事件t0、t1、t2、t3及t4与图3中的相同。针对实例实施例及常规方法，针对i(la)波形的图4的时标是相同的。
图4的曲线图401、402、403及404对应于图3的曲线图301、302、303及304，并且描绘针对图1中的降压转换器电路10的开关s1、s2、sa1及sa2上的栅极电压，例如在事件t0、t1、t2、t3及t4处使用实例实施例的排序布置。
在图4中，流经电感器la的电流在单独曲线图411(针对实例实施例)、413(针对常规方法)及曲线图415上展示，曲线图415展示针对实例实施例的电感器la中的电流及覆盖在同一组轴上的常规方法的电感器la中的电流。曲线图415说明实例实施例在事件t2与t4之间的时间跨度期间以较低的电感器la电流操作较短的时间周期。针对覆盖波形图415，虚线用于说明针对实例实施例及针对波形显著不同的常规方法的电流i(lo)。在图4的曲线图411、413及415中，通过lo的电流由标记为i(lo)的固定网格线表示。实际上，i(lo)不是固定值，而是依赖于负载。为简化解释，i(lo)显示为固定值。
在实例实施例中，另一差异(与常规方法相比较)在于：由于寄生电感的振铃，当开关sa1在事件t2处断开并且电流流过时发生电压尖峰。在常规降压转换器中，此电压尖峰仅跨越开关s2出现，因为其是断开的，并且当尖峰出现时开关s1闭合。相反，实例实施例通过断开开关sa1操作，其中s1及s2两者断开并且在s1的漏源电容(cds1)完全放电之前进行操作，从而跨越两个开关s1及s2串联地分配电压尖峰。具体来说，在实例实施例的操作中，开关s1及s2的寄生漏源电容cds1及cds1的串联组合分别形成跨越其发生电压尖峰的电容分压器。与常规方法中的相同开关的电压容差要求相比较，跨越s1及s2两者划分电压尖峰有利地降低开关s2的电压容差要求。在实例实施例中，开关s1的电压容差要求未增加，因为在sa1断开时跨越s1的尖峰小于在降压转换器的操作期间的其它时间的跨越s1的电压。
在至少一个实例实施例中，开关sa1可能需要比常规zvt降压转换器更高的电压容差。然而，在其它实例实施例中，此晶体管sa1的电压容差及大小可与常规zvt降压转换器中的相同。在zvt降压转换器中，开关sa1是比高电力开关s1及s2小得多的晶体管。因此，即使(在某些情况下)sa1的大小增加，实例实施例导致针对整个降压转换器的相对较小的裸片面积增加，并且此潜在裸片面积增加也可容易地通过针对形成开关s2的最大晶体管的减小裸片面积所抵消。
另一对比(在实例实施例与常规zvt转换器之间)是更快切换sa1的可能性，这是由于在开关s1源极端子电压变得大约等于输入电压vin之前断开开关sa1的修改方法。在一些实例实施例中，晶体管sa1可比常规方法更快地关断。在其它布置中，关断时间可像以前一样保留。随着电流流过开关sa1的更快速关断将进一步减少能量损失，因为sa1晶体管在线性(电阻性)区中传导的时间量由于快速关断而减少。sa1的更快速关断也增加寄生电感的振铃，从而增加sa1的电压容差要求，且因此需要更大的裸片面积。然而，针对实例实施例，由于相对较小的晶体管sa1的大小增大而存在完全抵消任何裸片面积增加的可能性，同时由于s2的新的更低电压容差要求可实现更大的晶体管s2的进一步减小的裸片面积要求，如上文所描述。
针对实例实施例的zvt功能的操作期间的第三时间跨度在事件t2与t3之间。如上文在图3的描述中所陈述，当开关sa1从闭合到断开的转变发生，并且开关sa2随后不久从断开转变到闭合，并且开关s1及s2保持断开时，实例实施例的事件t2发生。当开关sa1断开并且开关sa2闭合时，zvt谐振电路配置改变并且跨越电感器la的电压反向。流过电感器la的电流将在相同方向上继续，并且谐振将在不同轨迹上继续，其中la中的电流朝向零谐振，从而导致开关节点继续充电。在事件t2处存储在la中的能量足以继续对开关节点充电，直到其变得大约等于输入电压vin，条件是在时间t2发生事件且开关节点电压仍然充分高于vin电压电平的1/2。针对理想电路，如果在开关节点恰好是1/2vin时发生t2，那么应在电感器la中存储足够的能量以使开关节点电压达到vin。然而，在实例实施例中，t2应在开关节点处于大于1/2vin的电压下发生，以便于适应组件参数变化及非理想电路特性。在事件t2之后的1/12tr时刻，开关节点电压变得大约等于vin，此时事件t3发生，s1闭合。此序列在曲线图401、402、403及404中在时间t3展示。
图5说明在上文描述的从事件t1到t2的时间跨度期间的配置中的实例实施例的等效理想zvt谐振电路的简化电路图(电路50)。图6说明针对用于从上文描述的事件t2到t3的时间跨度的配置中的实例实施例的等效理想zvt谐振电路的另一简化电路图(电路60)。电路50及60都说明图1的电路10的一部分，其中开关s1、s2、sa1及sa2处于上文针对相应时间跨度描述的状态。为简单起见，在针对电路50及60的图中，开关sa1及sa2被视为理想的，并且在闭合时被展示为互连导体，并且在断开时简单地未展示。
如上所描述，在针对实例实施例的事件t2与t3之间的时间周期期间，电感器la中的存储能量用于将开关节点从大于1/2vin的电平充电到vin。与实例实施例不同，常规zvt转换器使用来自电力转换器输入电压源vin的能量将开关节点充电到大约等于输入电压vin。因此，相较于针对实例实施例，在常规方法的操作期间，当开关s1在t3处闭合时，la中存储更多能量并且la中电流更高。la中的更大存储能量及通过la的更高电流导致针对常规方法的更大能量损失。
如上文所陈述，实例实施例的事件t2不是常规转换器的操作的一部分。因此，常规的zvt谐振电路在针对从t1到t3的全时间跨度的同一轨迹上继续谐振。相反，针对实例实施例，谐振轨迹如上文所描述那样在事件t2处被修改。
如图4中所说明，与常规方法相比较，在实例实施例的操作期间sa1关断时，由于将开关节点电压斜坡变化到大于1/2vin的电平，所以通过开关sa1的电流较低。与常规方法相比较，较早执行开关sa1的关断，而不是等待开关节点电压大约等于vin。因此，针对实例实施例，在针对晶体管sa1从导通变到关断的转变期间开关sa1在晶体管线性区中传导时损失的能量非常低。
在zvt功能的操作期间的第四及最后一个时间跨度在事件t3与t4之间。在事件t3与t4之间的时间周期期间，实例实施例及常规方法的操作类似之处在于，开关s1在事件t3处导通，并且电感器la中的电流斜坡下降到零，此时在事件t4处sa2关断，结束当前降压转换器循环的zvt功能的操作。在开关s1闭合后，la中的电流超过lo中的电流的部分返回到源，并且la中的剩余电流流入lo以供应负载。
在事件t3与t4之间的时间周期中，常规方法与实例实施例之间存在至少三个差异。第一个差异在于，在常规方法中，在t3处开关sa1断开且开关sa2闭合；但是，针对实例实施例，在事件t3之前(在t2)，sa1断开且sa2闭合，如上文描述。第二个差异在于，相较于常规方法中，存储在电感器la中的能量的一小部分被返回到源，从而减少针对实例实施例的能量损失。第三个差异在于，针对常规方法，电感器la电流在t3处达到峰值；但是，针对实例实施例，通过la的峰值电流较低并且峰值电流在时间上较早地实现(在事件t2处)，从而导致针对实例实施例从t3到t4的时间周期显著更短。此外，针对实例实施例从t2到t4的时间短于针对常规方法从t3到t4的时间。
与常规方法相比较，实例实施例的操作导致开关sa1、sa2及s1以及电感器la各自以较低rms电流电平传导较短的时间量，从而导致显著较低的能量损失。实例实施例的优点包含：针对实例实施例，通过sa1、sa2、s1及la的rms电流较低，因为sa1在开关节点电压达到vin之前关断，从而导致la、sa1及sa2中的较低峰值电流。针对开关sa1的传导时间由于其比在常规方法中更早关断而减小，从而在开关节点电压达到vin之前关断。因为针对实例实施例la中的峰值电流较低，所以la中的电流以较少的时间斜坡变化到零，从而导致开关s1中的较低rms电流。此外，因为la中的电流更快地斜坡变化到零，所以针对sa2、s1及la的传导时间也减少。
图7说明用于操作针对实例实施例的zvt转换器的以下修改的开关排序及时序的方法的流程图。在步骤701处，降压转换器的零电压转变功能开始。在步骤703处，上文描述的事件在t0处发生，并且辅助开关sa1导通。在步骤705处，决策回路开始。监测流过开关s2的电流，并且当其达到指示开关s2关断的时间的目标电流时，所述方法转变到步骤707。
在步骤707处，开关s2关断，并且在所述方法中实施实例实施例。在步骤709处，在开关s2关断之后的1/6谐振周期tr的延迟被允许期满，接着方法700转变到步骤711。在步骤711处，辅助开关sa1关断，并且辅助开关sa2接着导通，如上文所描述的事件t2。所述方法接着转变到步骤713，其中允许另一延迟期满，此延迟是1/12谐振时间tr。在步骤715处，执行事件t3，并且主开关s1导通。在所述方法中的这一点，执行步骤721、723及725，并且在步骤721处测量开关节点处的电压，并且基于此测量，在上述步骤705处使用的针对开关s2的目标电流is2经调整使得其将更紧密匹配下一个zvt循环中的理想行为。在步骤723处，如果在s1导通时开关节点处的电压大于vin，那么在事件t3处电流目标减小。相反，在步骤725处，如果事件t3处的开关节点电压小于vin，那么目标电流增加。
在步骤711处，在如上文描述的事件t4处在电感器la中电流大约等于零时第二辅助开关sa2关断，其在步骤719处结束电力供应器循环的zvt部分。
图8说明至少一个实例实施例中的开关排序及时序控制块的框图800。如上文所描述，在每一降压转换器循环的事件t3处监测开关节点电压，这展示在图8中框801中。在框803中设置在后续降压转换器循环中关断s2时流过开关s2的电流的目标值(is2-关断)，如图8所说明。在每一降压转换器循环中通过s2的电流由框805监测，并且此值由比较器807与先前降压转换器循环中设置的is2-关断目标值进行比较，并且当两个值大约相等时，s2关断(事件t1)。如上文所描述及图7中所说说明，开关s2关断之后是在框809中实施的1/6tr的固定延迟，此后发生事件t2关断sa1，且接着在短停滞延迟之后导通sa2。事件t2之后是在框811中实施的1/12tr的固定延迟，此后s1在事件t3处导通。
图7及图8两者仅说明针对电力转换器循环的zvt部分的开关排序及时序控制的修改方面，且并未说明对于针对整个zvt功能或针对转换器的其余操作的排序及时序控制。
图9在另一框图中描绘集成电路900，其在并入实例实施例的降压电路拓扑中提供zvt电力转换器。在集成电路900中，再次展示图1的常规降压转换器，以及输入电压vin、一对主开关s1、s2，所述一对主开关与输出电感器lo、电容器co及电阻ro一起向耦合到输出端的负载(未展示)提供电压vout。为向转换器提供零电压转变功能，辅助开关sa1及sa2以及电感器la用于控制开关s1的源极端子处的电压，并且允许其在源极-漏极电压大约为零时导通。
在图9中，控制器901向主开关s1、s2提供栅极控制电压vg1、vg2，并且还向辅助开关sa1、sa2提供栅极电压vga1、vga2。控制器901实施操作集成电路900上的降压转换器所需的切换序列，其包含延迟关断辅助开关sa1，及在所述事件之后延迟导通开关s1，其在实例实施例中使用以改进zvt转换器的性能。控制器901还控制转换器操作循环的其它部分的栅极电压以调节输出电压。到控制器901的输入包含输出电压vo、开关节点电压vsn及由电流监测器911提供的电流is2(或电压等效值)。
可以各种方式实施控制器901，例如包含微控制器、微处理器、cpu、dsp或其它可编程逻辑的电路，作为例如状态机的专用逻辑功能，并且可包括固定的或用户可编程指令。此外，在替代实施例中，控制器901可在单独集成电路上实施，利用开关s1、s2、sa1、sa2及其余无源模拟组件在独立集成电路上实施。控制器901可被实施为专用集成电路(asic)，例如使用现场可编程门阵列(fpga)或复杂可编程逻辑装置(cpld)。实例实施例的排序及时序控制可被实施为软件、固件或硬编码指令。延迟线及计数器可用于确定所需的延迟1/6tr、1/12tr，如由特定的硬件设计者确定。因为实例实施例被实施为施加到转换器的晶体管的栅极信号的序列中的改变，所以实例实施例通过修改软件及一些感测硬件在现有转换器电路中是有用的，因此实例实施例对于改进常规系统的性能是有用的，而不需要全面更换转换器硬件。
因此，实例实施例减少在zvtdc-dc转换器功能的操作期间由于辅助开关转变及辅助开关中的传导损耗的能量损失，减少主开关中的损耗，并减少辅助电感器中的损耗。此外，实例实施例解决跨越次级开关的不期望的电压尖峰，从而允许使用更小且成本更低的次级开关晶体管。
在所描述的实例中，一种零电压转变电路包含接收输入电压的输入节点、输出输出电压的输出节点、开关节点、串联耦合在所述开关节点与所述输出节点之间的输出电感器、耦合在输出节点与接地电势之间的输出电容器、用于将所述输入节点耦合到所述开关节点的第一开关、用于将所述开关节点耦合到所述接地电势的第二开关、用于将所述输入节点耦合到辅助节点的第一辅助开关、用于将所述辅助节点耦合到所述接地电势的第二辅助开关、以及耦合在所述辅助节点与所述开关节点之间的辅助电感器。一种实例方法包含：操作所述零电压转变电路，使得所述第一开关断开，所述第二开闭合，所述第一辅助开关断开，且所述第二辅助开关断开；闭合所述第一辅助开关以将所述输入电压耦合到所述辅助节点及所述辅助电感器；随后，监测流过所述第二开关的所述电流，并且当电流低于电流截止阈值时，断开所述第二开关；在第一延迟周期之后，断开所述第一辅助开关并且随后闭合所述第二辅助开关；以及在第二延迟周期之后，闭合所述第一开关。
在另一实例中，谐振周期时间tr由所述辅助电感器的值以及所述第一开关及所述第二开关中的寄生电容来确定。在又一实例中，所述第一延迟周期大约为六分之一tr。在又一实例中，所述第二延迟周期大约是十二分之一tr。
在又一实例中，当所述开关节点处的所述电压等于或大于所述输入节点处的所述电压的一半时，所述第一辅助开关断开。在又一实例中，当所述第一开闭合时，跨越所述第一开关两端的电压大约为零。在又一实例中，针对所述第二开关的所述截止电流对应于在所述第二开关中流动的电流，所述电流将导致在所述第一辅助开关断开时所述开关节点处的所述电压大于或等于所述输入电压的一半的电压。
在又一实例中，所述方法进一步包含：当所述第一开闭合时，将所述开关节点处的所述电压与所述输入节点处的所述电压进行比较；以及响应于所述比较，调整针对所述第二开关的所述截止电流阈值。
在又一实例中，所述方法进一步包含：迭代地执行操作所述零电压转变电路，使得所述第一开关断开，所述第二开闭合，所述第一辅助开关断开，且所述第二辅助开关断开；闭合所述第一辅助开关以将所述输入电压耦合到所述辅助节点及所述辅助电感器；随后监测流过所述第二开关的所述电流，并且当所述电流低于阈值时，断开所述第二开关；在第一延迟周期之后，断开所述第一辅助开关并且随后闭合所述第二辅助开关；以及在第二延迟周期之后，闭合所述第一开关。
在又一实例中，提供所述零电压转变电路进一步包含提供实施降压转换器的晶体管。在又一实例中，提供所述零电压转变电路进一步包含提供实施所述第一开关、所述第二开关、所述第一辅助开关及所述第二辅助开关的mos晶体管。
在另一实例中，一种用于零电压转变切换转换器的电路包含：第一开关，其耦合在用于接收输入电压的输入节点与开关节点之间；第二开关，其耦合在所述开关节点与用于耦合到接地电势的接地节点之间；输出节点，其用于向负载输出电压；输出电感器，其耦合在所述开关节点与所述输出节点之间；输出电容器，其耦合在所述开关节点与所述接地节点之间；辅助电路，其用于在导通所述第一开关时启用零电压转变，所述辅助电路包含耦合在所述输入节点与辅助节点之间的第一辅助开关、耦合在所述辅助节点与所述接地节点之间的第二辅助开关、耦合在所述辅助节点与所述开关节点之间的辅助电感器；及控制器，其耦合到所述第一开关、所述第二开关、所述第一辅助开关及所述第二辅助开关中的每一者。所述控制器经配置以操作所述零电压转变切换转换器，使得：所述第一开关断开并且所述第二开闭合，随后闭合所述第一辅助开关，随后识别所述第二开关中的电流何时下降到截止电流阈值以下；在第一延迟周期之后，关断所述第二开关，断开所述第一辅助开关，且接着闭合第二辅助开关，并且在第二延迟周期之后，闭合所述第一开关。
在又一实例中，所述控制器进一步经配置以在所述第一开关关断时监测所述开关节点处的所述电压，并且响应于所述监测而调整针对所述第二开关的所述截止电流阈值。
在又一实例中，谐振时间周期tr由辅助电感器的值以及所述第一开关及所述第二开关中的寄生电容来确定。
在又一实例中，所述第一延迟周期是tr的大约六分之一的时间。在另一实例中，所述第二延迟周期是tr的大约十二分之一的时间。在又一实例中，当所述第一辅助开关关断时，所述开关节点处的所述电压大于或等于所述输入节点处的所述电压的一半。在另一替代实例中，所述第一开关、所述第二开关、所述第一辅助开关及所述第二辅助开关各自包括mos晶体管。
在另一实例中，一种集成电路零电压转变转换器包含：半导体衬底；所述半导体衬底上的零电压转变转换器，其进一步包含耦合在用于接收输入电压的输入节点与开关节点之间的第一开关、耦合在所述开关节点与用于耦合接地电势的接地节点之间的第二开关、用于向负载输出电压的输出节点；耦合在所述开关节点与所述输出节点之间的输出电感器；及耦合在所述开关节点与所述接地节点之间的输出电容器；所述半导体衬底上的辅助电路，其经配置以在闭合所述第一开关时启用零电压转变，所述辅助电路包含耦合在所述输入节点与辅助节点之间的第一辅助开关、耦合在所述辅助节点与所述接地节点之间的第二辅助开关、及耦合在所述辅助节点与所述开关节点之间的辅助电感器；及所述半导体衬底上的控制器，其耦合到所述第一开关、所述第二开关、所述第一辅助开关及所述第二辅助开关中的每一者，所述控制器经配置以操作所述零电压转变切换转换器，使得所述第一开关断开，并且所述第二开关闭合，随后闭合所述第一辅助开关，随后识别所述第二开关中的电流何时下降到截止电流阈值以下；接着在第一延迟周期之后断开所述第二开关，断开所述第一辅助开关，且接着闭合第二辅助开关，并且在第二延迟周期之后，闭合所述第一开关。
在又一实例中，所述第一开关、所述第二开关、所述第一辅助开关及所述第二辅助开关中的每一者进一步包含mos晶体管。
实例实施例包含零电压转变电力转换器，其由于辅助及主要开关装置中的改进切换序列及时序控制而减少谐振能量损失，减少开关操作的线性区中的电流流动，并且减少对某些开关的电压容差要求，改进所需的电路区域并提高电路性能。
在所描述的实施例中修改是可能的，并且在权利要求书的范围内的其它实施例是可能的。