本发明涉及控制具有励磁和电枢的同步电动机的技术，特别涉及根据该励磁产生的励磁磁通、与由流过同步电动机的电枢电流产生的电枢反作用的磁通的合成即所谓一次磁通，控制同步电动机的技术。
背景技术：
以往，提出了各种基于一次磁通的同步电动机的控制的所谓一次磁通控制。简言之，一次磁通控制针对同步电动机的一次磁通按照其指令值(以下称为“一次磁通指令”)进行控制，由此将例如一次磁通的相位相对于励磁磁通的相位的相位差(负载角)控制成规定的相位差。具体地，通过控制同步电动机的旋转速度的指令值(以下称为“旋转速度指令”)和一次磁通指令，控制施加给同步电动机的电压，并间接地控制流过同步电动机的电流乃至转矩，得到期望的旋转速度。
专利文献1提出了修正规定的相位差和负载角的偏差的技术。专利文献2提出了生成一次磁通指令的技术。专利文献3提出了将同步电动机的电流控制成固定值的技术。专利文献4、5提出了控制同步电动机的转矩的技术。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第5494760号公报
专利文献2：日本专利第5556875号公报
专利文献3：日本专利第2551132号公报
专利文献4：日本专利第3874865号公报
专利文献5：国际公开第2003/071672号
技术实现要素：
发明要解决的问题
在专利文献1中，使用流过同步电动机的电流中、相对于一次磁通应取的相位(对应于旋转坐标系的δc轴)以90度进相的相位(对应于旋转坐标系的γc轴)中的分量的交流成分，修正旋转速度的指令值，由此修正负载角和规定的相位差的偏差。但是，没有进行专用于同步电动机的负载转矩的周期性的修正。
在专利文献4中，虽然关注于负载转矩的周期性，但是没有具体提及向一次磁通控制的应用。
本发明正是鉴于上述背景技术而完成的，其目的在于，通过在一次磁通控制中反映出负载转矩的周期性并修正旋转速度指令，减小激励转矩及/或输出转矩的脉动。
用于解决问题的手段
本发明的速度指令校正装置(12)是在如下的方法中校正旋转速度指令(ωeo*)的装置，该方法是：根据一次磁通指令(∧δ*)、以及与驱动周期性负载的同步电动机(3)的电气角相关的旋转速度的指令值即所述旋转速度指令，使得一次磁通(λδc、λγc)在第1轴(δc)中与所述一次磁通指令一致。其中，所述一次磁通(λδc、λγc)是由流过所述同步电动机的电流([i])产生的磁通与所述同步电动机的励磁磁通(∧0)合成而得的。并且，所述第1轴相对于所述励磁磁通(∧0)以规定的相位差进相。
本发明的第一方式的速度指令校正装置具有：第1减法器(109)，其从所述旋转速度指令(ωeo*)中减去角速度校正量(δωe*)，得到已校正旋转速度指令(ωe*)；加法器(107)，其将所述电流在相对于所述第1轴以90度的电气角进相的第2轴(γc)中的分量即第2轴电流(iγc)、与第2轴电流校正值(δiγc1)相加，得到已校正第2轴电流(iγc1)；直流成分去除部(110)，其从所述已校正第2轴电流中去除直流成分，得到所述角速度校正量；角度脉动提取部(105a)，其根据与所述同步电动机的机械角相关的旋转角(θm)，得到所述旋转角相对于所述机械角的角速度的平均值的时间积分(ωma·t)的脉动分量即旋转角差分(δθm)；分量提取部(105b)，其提取所述旋转角差分的、所述旋转角(θm)的基本频率的n次分量(δθms(n)、δθmc(n))(n为正整数)；转矩换算部(105i)，其将所述n次分量换算成所述同步电动机的激励转矩的估计值(τv)的n次分量(τvs(n)、τvc(n))；以及校正量计算部(105h)，其输入所述估计值的所述n次分量，使用针对自身的输入得到所述第2轴电流校正值(δiγc1)。
本发明的第二方式的速度指令校正装置具有：第1减法器(109)，其从所述旋转速度指令(ωeo*)中减去角速度校正量(δωe*)，得到已校正旋转速度指令(ωe*)；加法器(107)，其将所述电流在相对于所述第1轴以90度的电气角进相的第2轴(γc)中的分量即第2轴电流(iγc)、与第2轴电流校正值(δiγc1)相加，得到已校正第2轴电流(iγc1)；直流成分去除部(110)，其从所述已校正第2轴电流中去除直流成分，得到所述角速度校正量；输出转矩估计部(105d)，其根据所述一次磁通、所述电流在所述第1轴中的分量即第1轴电流(iδc)、和所述第2轴电流，得到所述同步电动机的输出转矩的估计值(τe)；分量提取部(105e)，其提取所述估计值的、作为所述同步电动机的机械角的旋转角(θm)的基本频率的n次分量(τes(n)、τec(n))(n为正整数)；以及校正量计算部(105h)，其输入所述n次分量，使用针对自身的输入得到所述第2轴电流校正值(δiγc1)。
本发明的第三方式的速度指令校正装置具有：第1减法器(109)，其从所述旋转速度指令(ωeo*)中减去角速度校正量(δωe*)，得到已校正旋转速度指令(ωe*)；加法器(107)，其将所述电流在相对于所述第1轴以90度的电气角进相的第2轴(γc)中的分量即第2轴电流(iγc)、与第2轴电流校正值(δiγc1)相加，得到已校正第2轴电流(iγc1)；直流成分去除部(110)，其从所述已校正第2轴电流中去除直流成分，得到所述角速度校正量；角度脉动提取部(105a)，其根据与所述同步电动机的机械角相关的旋转角(θm)，得到所述旋转角相对于所述机械角的角速度的平均值的时间积分(ωma·t)的脉动分量即旋转角差分(δθm)；第1分量提取部(105b)，其提取所述旋转角差分的、所述旋转角(θm)的基本频率的n次分量(δθms(n)、δθmc(n))(n为正整数)；转矩换算部(105i)，其将所述n次分量换算成所述同步电动机的激励转矩的估计值(τv)的n次分量(τvs(n)、τvc(n))；输出转矩估计部(105d)，其根据所述一次磁通、所述电流在所述第1轴中的分量即第1轴电流(iδc)、和所述第2轴电流，得到所述同步电动机的输出转矩的估计值(τe)；第2分量提取部(105e)，其提取所述输出转矩的估计值的、所述基本频率的n次分量(τes(n)、τec(n))；比例分配部(105c、105f)，其针对由所述转矩换算部得到的所述n次分量(τvs(n)、τvc(n))和由所述第2分量提取部提取出的所述n次分量(τes(n)、τec(n))，按照规定的比例分配比(k(n)/[1-k(n)])进行比例分配，分别得到第1值及第2值；加法器(105g)，其得到所述第1值与所述第2值之和；以及校正量计算部(105h)，其输入所述和，使用针对自身的输入得到所述第2轴电流校正值(δiγc1)。
本发明的第四方式的速度指令校正装置是根据第三方式所述的速度指令校正装置，所述第1分量提取部(105b)提取所述旋转角差分(δθm)的、包括所述旋转角(θm)的基本频率的1次分量(δθms(1)、δθmc(1))在内的至少一个阶次的分量即激励转矩抑制分量(δθms(j)、δθmc(j))，所述第2分量提取部(105e)提取所述输出转矩的估计值的、与所述激励转矩抑制分量对应的阶次的分量(τes(j)、τec(j))，所述速度指令校正装置还具有第3分量提取部(105m)，其提取所述输出转矩的估计值的、与所述激励转矩抑制分量对应的阶次以外的至少一个阶次的分量即输出转矩抑制分量(τes(m)、τec(m))。并且，所述校正量计算部(105h)还输入所述输出转矩抑制分量，使用针对自身的输入得到所述第2轴电流校正值(δiγc1)。
本发明的第五方式及第七方式的速度指令校正装置都是根据第三方式所述的速度指令校正装置，所述第1分量提取部(105b)提取所述旋转角(θm)的所述基本频率的1次分量(δθms(1)、δθmc(1))。所述转矩换算部(105i)将由所述第1分量提取部提取出的值换算成激励转矩的估计值的1次分量(τvs(1)、τvc(1))。
本发明的第五方式的速度指令校正装置还具有：奇数次分量提取部(105q)，其提取所述输出转矩的估计值的、所述基本频率的3次以上的至少一个奇数次的分量即输出转矩奇数次抑制分量(τes(d)、τec(d))；奇数次转矩指令生成部(105r)，其根据所述输出转矩的估计值的、所述基本频率的所述1次分量，求出所述输出转矩奇数次抑制分量的指令值(τes*(d)、τec*(d))；以及减法器(105s)，其得到所述输出转矩奇数次抑制分量相对于所述指令值的差分(δτes(d)、δτec(d))。
并且，所述校正量计算部(105h)还输入所述差分，使用针对自身的所述输入得到所述第2轴电流校正值(δiγc1)。
本发明的第六方式的速度指令校正装置都是根据第五方式所述的速度指令校正装置，所述速度指令校正装置还具有偶数次分量提取部(105p)，该偶数次分量提取部提取所述输出转矩的估计值的、所述基本频率的至少一个偶数次的分量即输出转矩偶数次抑制分量(τes(e)、τec(e))。
并且，所述校正量计算部(105h)还输入所述输出转矩偶数次抑制分量，使用针对自身的所述输入得到所述第2轴电流校正值(δiγc1)。
本发明的第七方式的速度指令校正装置，所述第1分量提取部(105b)提取所述旋转角(θm)的所述基本频率的1次分量(δθms(1)、δθmc(1))，所述转矩换算部(105i)将由所述第1分量提取部提取出的值换算成激励转矩的估计值的1次分量(τvs(1)、τvc(1))，所述速度指令校正装置还具有：偶数次分量提取部(105p)，其提取所述输出转矩的估计值的、所述基本频率的至少一个偶数次的分量即输出转矩偶数次抑制分量(τes(e)、τec(e))；偶数次转矩指令生成部(105t)，其根据所述输出转矩的估计值的、所述基本频率的所述1次分量，求出所述输出转矩偶数次抑制分量的指令值(τes*(e)、τec*(e))；以及减法器(105u)，其得到所述输出转矩偶数次抑制分量相对于所述指令值的差分(δτes(e)、δτec(e))。
并且，所述校正量计算部(105h)还输入所述差分，使用针对自身的所述输入得到所述第2轴电流校正值(δiγc1)。
本发明的第八方式的速度指令校正装置都是根据第七方式所述的速度指令校正装置，所述速度指令校正装置还具有奇数次分量提取部(105q)，该奇数次分量提取部提取所述输出转矩的估计值的、所述基本频率的至少一个奇数次的分量即输出转矩奇数次抑制分量(τes(d)、τec(d))。
并且，所述校正量计算部(105h)还输入所述输出转矩奇数次抑制分量，使用针对自身的所述输入得到所述第2轴电流校正值(δiγc1)。
本发明的第九方式的速度指令校正装置都是根据第七方式所述的速度指令校正装置，所述速度指令校正装置还具有：奇数次分量提取部(105q)，其提取所述输出转矩的估计值的、所述基本频率的3次以上的至少一个奇数次的分量即输出转矩奇数次抑制分量(τes(d)、τec(d))；奇数次转矩指令生成部(105r)，其根据所述输出转矩的估计值的、所述基本频率的所述1次分量，求出所述输出转矩奇数次抑制分量的指令值(τes*(d)、τec*(d))；以及减法器(105s)，其得到所述输出转矩奇数次抑制分量相对于所述指令值的第2差分(δτes(d)、δτec(d))。
并且，所述校正量计算部(105h)还输入所述第2差分，使用针对自身的所述输入得到所述第2轴电流校正值(δiγc1)。
本发明的第十方式的速度指令校正装置都是根据第七～第九方式中任意一个方式所述的速度指令校正装置，所述偶数次转矩指令生成部(105t)根据所述输出转矩的估计值的、所述基本频率的所述1次分量及0次分量(τe(0))，求出所述输出转矩偶数次抑制分量的指令值(τes*(e)、τec*(e))。
在第一方式～第十方式中均优选的是，所述校正量计算部(105h)求出对自身的所述输入进行了比例积分控制而得的值作为傅里叶级数的系数，根据该傅里叶级数的结果得到所述第2轴电流校正值。
本发明的一次磁通指令生成装置(103)，其输出通过上述速度指令校正装置(12)进行校正后的所述旋转速度指令(ωe*)、以及在所述方法中采用的所述一次磁通指令(∧δ*)，所述一次磁通指令生成装置具有：第4分量提取部(103a)，其提取用于设定所述同步电动机(3)的输出转矩(τe)的参数的0次分量；第5分量提取部(103b)，其提取所述参数的n次分量；合成值计算部(103c)，其得到所述参数的所述n次分量的合成值；第2加法器(103d)，其得到所述参数的所述0次分量与所述参数的所述n次分量之和；以及磁通指令设定部(103e)，其根据从所述第2加法器得到的所述和、所述电流([i])、所述励磁磁通(∧0)、及所述同步电动机的电感(ld、lq)，设定所述一次磁通指令。
所述参数能够采用所述电流在所述第1轴中的分量即第1轴电流(iδc)、所述第2轴电流(iγc)、所述一次磁通(λδc、λγc)相对于所述励磁磁通(∧0)的相位的相位差即负载角(φ)中的任意一方。或者，也能够采用输出转矩自身替代该参数。
发明效果
根据本发明的速度指令校正装置的第一方式，能够抑制同步电动机的激励转矩。
根据本发明的速度指令校正装置的第二方式，能够抑制同步电动机的输出转矩的脉动。
根据本发明的速度指令校正装置的第三方式、第四方式，能够按比例分配对同步电动机的激励转矩的抑制和输出转矩的脉动的抑制。
根据本发明的速度指令校正装置的第五方式～第十方式，能够抑制流过同步电动机的电流的峰值。
根据本发明的速度指令校正装置的第六方式、第八方式，不会损害对同步电动机的激励转矩的基波分量的抑制。
根据本发明的一次委磁通指令生成装置，能够生成适合于第一～第三方式的速度指令校正装置的一次磁通指令。
本发明的目的、特征、方面和优点，根据下面的详细说明及附图将更加明了。
附图说明
图1是示例第1实施方式的电动机控制装置的结构及其周边装置的框图。
图2是示例γc轴电流校正部的结构的框图。
图3是示例角度脉动提取部的结构的框图。
图4是示例计算部的结构的框图。
图5是示例输出转矩估计部的结构的框图。
图6是示例校正量计算部的结构的框图。
图7是示例pi控制器的结构的框图。
图8是示例pi控制器的结构的框图。
图9是示例第2实施方式的γc轴电流校正部的结构的框图。
图10是示例第2实施方式的校正量计算部的结构的框图。
图11是示例第3实施方式的γc轴电流校正部的结构的框图。
图12是示例第3实施方式的校正量计算部的结构的框图。
图13是示例第3实施方式的奇数次转矩指令生成部的结构的框图。
图14是示出第3实施方式的输出转矩的奇数次分量的波形的第1例的曲线图。
图15是示出第3实施方式的输出转矩的奇数次分量之和的波形的第1例的曲线图。
图16是示出第3实施方式的输出转矩的奇数次分量的波形的第2例的曲线图。
图17是示出第3实施方式的输出转矩的奇数次分量之和的波形的第2例的曲线图。
图18是示例第4实施方式所采用的γc轴电流校正部的结构的框图。
图19是示例第4实施方式的校正量计算部的结构的框图。
图20是示例第5实施方式所采用的γc轴电流校正部的结构的框图。
图21是示例第5实施方式的校正量计算部的结构的框图。
图22是示例第5实施方式的偶数次转矩指令生成部的结构的框图。
图23是示出第5实施方式的输出转矩的分量的曲线图。
图24是示出输出转矩的二次分量的大小的上限的曲线图。
图25是示例第5实施方式的偶数次转矩指令生成部的另一结构的框图。
图26是示例第6实施方式所采用的γc轴电流校正部的结构的框图。
图27是示例第6实施方式的校正量计算部的结构的框图。
图28是示例第7实施方式所采用的γc轴电流校正部的结构的框图。
图29是示例第7实施方式的校正量计算部的结构的框图。
图30是示出第7实施方式的输出转矩的分量的曲线图。
图31是示出输出转矩的二次分量的大小的上限的曲线图。
图32是示例第8实施方式的电动机控制装置所采用的一次磁通指令生成装置的结构的框图。
图33是示出一次磁通指令对第2已校正γc轴电流的依存性的曲线图。
图34是示出计算部的传递特性的波特图。
图35是示例第8实施方式的电动机控制装置所采用的一次磁通指令生成装置的结构的变形的框图。
图36是示出一次磁通指令对校正后的输出转矩的依存性的曲线图。
图37是示例第8实施方式的电动机控制装置所采用的一次磁通指令生成装置的结构的变形的框图。
图38是示出一次磁通指令对校正后的δc轴电流的依存性的曲线图。
图39是示例第8实施方式的电动机控制装置所采用的一次磁通指令生成装置的结构的变形的框图。
图40是示出一次磁通指令对校正后的负载角的依存性的曲线图。
图41是示例电动机控制装置的变形的结构及其周边装置的框图。
具体实施方式
第1实施方式
图1是示例第1实施方式的电动机控制装置1的结构及其周边装置的框图。
同步电动机3是三相的旋转电动机，具有电枢和作为励磁的转子(均未图示)。作为技术常识，电枢具有电枢绕组，转子相对于电枢而旋转。励磁具有使产生例如励磁磁通的磁铁(励磁磁铁：未图示)，采用例如嵌入磁体型。
电压供给源2例如具有电压控制型逆变器及其控制部，根据三相的电压指令值[v*](记号[]表示向量)对同步电动机3施加三相电压。由此，从电压供给源2向同步电动机3流过三相电流[i]。
电动机控制装置1控制同步电动机3的一次磁通及旋转速度(在下面的例子中指旋转角速度)。一次磁通是由励磁磁铁产生的励磁磁通∧0、与流过同步电动机3(更具体地指电枢)的电枢电流(该电流也是三相电流[i])产生的电枢反作用的磁通合成而得的。一次磁通指令∧δ*是实际的一次磁通的大小∧δ的指令值。
电动机控制装置1进行如下方法的控制来控制同步电动机3，该方法是：使同步电动机3的一次磁通在成为一次磁通的控制轴的δc轴中与一次磁通指令∧δ*一致。δc轴相对于在旋转坐标系中示出励磁磁通∧0的相位的d轴以规定的相位差进相。实际的一次磁通在δc轴中具有δc轴分量λδc、在γc轴中具有γc轴分量λγc。γc轴相对于δc轴以90度的电气角进相。下面，有时单纯地使用一次磁通λδc、λγc的表述。
通常，作为一次磁通的指令值，其γc轴分量为零，作为δc轴分量，按照上面所述设定一次磁通指令∧δ*。即，电动机控制装置1进行使实际的一次磁通的γc轴分量λγc为零的控制，得到规定的相位差。这样的控制被统称为一次磁通控制，例如已通过专利文献1、2而成为公知。通常，一次磁通控制的可控制量采用一次磁通和旋转速度。
在本实施方式中，一次磁通可以是估计值，也可以是观测值。用于估计一次磁通的技术自身例如已通过专利文献1而成为公知。
电动机控制装置1具有第1坐标变换部101、磁通控制部102、第2坐标变换部104、速度指令校正装置12。
第1坐标变换部101根据按照后面所述求出的同步电动机3的电气角θe进行三相/二相变换。具体地，将三相电流[i]变换成用于进行一次磁通控制的δc-γc旋转坐标系中的δc轴电流iδc、γc轴电流iγc。此时，三相电流由于其三相分量之和为零，因而如果能够得到二相分量，则能够根据该二相分量估计出另一相。图1中的“3(2)”表示这样检测出的电流既可以是三相分量，也可以是二相分量。δc轴电流iδc、γc轴电流iγc分别可以说是流过同步电动机3的电流的δc轴分量、γc轴分量。
第2坐标变换部104根据电气角θe进行二相/三相变换。具体地，将δc-γc旋转坐标系中的δc轴电压指令值vδ*、γc轴电压指令值vγ*变换成三相的电压指令值[v*]。
另外，也可以将δc轴电压指令值vδ*、γc轴电压指令值vγ*变换成其它坐标系例如d-q旋转坐标系的电压指令值，替代三相的电压指令值[v*]。作为其它坐标系，能够采用αβ固定坐标系、uvw固定坐标系、极坐标系。
磁通控制部102根据(与电气角相关的)旋转速度指令ωeo*求出与其对应的(与机械角相关的)旋转速度指令ωm*。这种功能利用公知技术即可容易实现，因而省略其详细情况。
磁通控制部102具备例如积分功能。利用该积分功能对旋转速度指令ωe*进行积分而得到电气角θe。根据所得到的电气角θe及一次磁通的相对于d轴的负载角φ，根据式(1)得到作为机械角的旋转角θm。并且，导入了同步电动机3的极对数p。
[数式1]
负载角φ既可以是估计值，也可以是观测值。用于估计负载角φ的技术自身例如已通过专利文献1而公知。另外，作为求出旋转角θm的方法，能够采用除式(1)以外的公知技术。
并且，磁通控制部102根据δc轴电流iδc、γc轴电流iγc、一次磁通λδc及λγc、一次磁通指令∧δ*、旋转速度指令ωe*，生成δc轴电压指令值vδ*、γc轴电压指令值vγ*。该功能及用于实现该功能的结构以及估计一次磁通λδc、λγc的方法，例如已通过专利文献1而公知，因而在此省略其详细情况。
速度指令校正装置12具有γc轴电流校正部105(在图1中记述为“iγc校正部”)、加法器107、减法器109、高通滤波器110。
γc轴电流校正部105根据旋转角θm、旋转速度指令ωm*、一次磁通λδc及λγc、δc轴电流iδc、γc轴电流iγc及阶次n，求出第1γc轴电流校正值δiγc1。第1γc轴电流校正值δiγc1是减小了旋转角θm的基本频率的n次分量(n为正整数)的量，关于其具体意思及求得方法在后面进行说明。
加法器107将γc轴电流iγc与第1γc轴电流校正值δiγc1相加，得到第1已校正γc轴电流iγc1。高通滤波器110作为直流成分去除部发挥作用，该直流成分去除部从第1已校正γc轴电流iγc1中去除其直流成分而求得角速度校正量δωe*。如图所示，速度指令校正装置12还可以具有常数倍部108，通过常数倍部108使高通滤波器110的输出成为规定增益km倍的输出，求出角速度校正量δωe*。
减法器109从与电气角相关的旋转速度指令ωeo*中减去角速度校正量δωe*，得到已校正的旋转速度指令ωe*。
图2是示例γc轴电流校正部105的结构的框图。γc轴电流校正部105具有激励转矩提取部105a、输出转矩提取部105b、加法器105g、校正量计算部105h。
激励转矩提取部105a具有角度脉动提取部105a、n次分量提取部105b、转矩换算部105i、比例分配系数乘法部105c。
角度脉动提取部105a根据旋转角θm、旋转速度指令ωm*求出旋转角差分δθm。n次分量提取部105b从旋转角差分δθm中提取旋转角θm的基本频率的n次分量δθms(n)、δθmc(n)。转矩换算部105i将n次分量δθms(n)、δθmc(n)换算成转矩。具体地，求出旋转角θm中的同步电动机3的激励转矩τv的估计值的n次分量τvs(n)、τvc(n)。在此，关于激励转矩τv，由于不使用估计值与实际的值的差分，因而为了方便起见，关于激励转矩τv及其估计值都采用“激励转矩τv”的表述。
激励转矩τv是从同步电动机3的输出转矩τe中减去同步电动机3驱动的机械负载(未图示)的负载转矩τd而得的值。负载转矩τd具有周期性，即同步电动机3驱动周期性负载。作为该机械负载的例子，例如可以举出对空调机中采用的制冷剂进行压缩的压缩机构。
在同步电动机3旋转时，将旋转角θm表述为时间t的函数θm(t)。因此，在将机械负载的惯性矩表示为j时，式(2)成立。惯性矩j通常是已知的。
[数式2]
在此，说明机械负载对同步电动机3相对于旋转角θm每旋转1/n(n＝1、2、3、…)时产生的影响。激励转矩τv在每个阶次以独立的振幅具有以旋转角θm的周期的1/n周期而变动的分量(上述的“n次分量”)。例如，如果机械负载是单气缸压缩机，则与n＝1对应的一次分量的振幅成为主流，如果是双气缸压缩机，则与n＝2对应的二次分量的振幅成为主流。关于旋转角θm(t)，导入角速度的平均值(以下称为“平均角速度”)ωma及每阶次的振幅m(n)及相位α(n)，通过式(3)来近似。其中，记号σ表示关于阶次n的总和。
[数式3]
θm(t)＝ωma·t+∑[m(n)·sin(n·ωma·t+α(n))]…(3)
根据式(3)，式(4)成立。
[数式4]
根据式(2)、(4)，式(5)成立。
[数式5]
τv＝j·(-ωma2)·∑[n2·δθm]，δθm＝θm(t)-θmf
θmf＝ωma·t…(5)
式(3)的右边第1项ωma·t可以说是平均角速度ωma的时间积分。如果旋转角θm仅用式(3)的右边第1项表示(即，如果对于所有的阶次n，m(n)＝0)，在同步电动机3按照旋转速度指令ωm*进行旋转的情况下，平均角速度ωma根据旋转速度指令ωm*而成为固定的。这种情况时的角度θmf是同步电动机3按照旋转速度指令ωm*进行恒速旋转时(恒速旋转时)的旋转角θm。由此，角度θmf能够作为旋转速度指令ωm*与时间t之积而求出，如果得到时间t，则求出旋转角差分δθm是比较容易的。
图3是将角度脉动提取部105a的结构、与n次分量提取部105b、转矩换算部105i一起示例的框图。角度脉动提取部105a具有计算部11a和减法器11b。计算部11a根据旋转角θm得到角度θmf。减法器11b从旋转角θm中减去角度θmf，求出旋转角差分δθm。旋转角差分δθm与式(3)的右边第2项相当，其可以说是旋转角的脉动分量。即，角度脉动提取部105a提取旋转角θm的、相对于同步电动机3的恒速旋转时的旋转角θm的脉动分量。
但是，在上述的结构例中，不能另外得到时间t。因此，下面示例不使用时间t而求取角度θmf的技术。
图4是示例计算部11a的结构的框图。计算部11a具有减法器111、加法器112和115和117、除法器113和116、以及延迟器114和118。
减法器111从旋转角θm中减去延迟器118的输出而得到值ωth。加法器112将值ωth与延迟器114的输出相加而得到和u。除法器113将和u除以常数a。加法器115将值ωth和除法器113的除法结果相加。除法器116将加法器115的相加结果除以常数b。加法器117将延迟器118的输出和除法器116的除法结果相加。角度θmf是作为加法器117的相加结果而得到的。延迟器114使和u、延迟器118使角度θmf分别延迟相同时间。在此，示例了延迟器114、118将计算部11a中的计算周期的一个计算周期量作为延迟量的情况。
计算部11a中的上述的计算用式(6)表示。
[数式6]
ωth＝θm-z-1θmf,
u＝ωth+z-1u…(6)
图34是示出计算部11a的传递特性的波特图。计算部11a具有低通滤波器的特性，将高频成分去除。在此，从旋转角θm中去除脉动分量即旋转角差分δθm，得到角度θmf。
n次分量提取部105b从式(5)的第1式中提取激励转矩τv的n次分量。在此，不是计算相位α(n)，而是将应提取的阶次的旋转角差分δθm的分量划分为正弦值分量δθms(n)和余弦值分量δθmc(n)进行处理。关于n次分量提取部105b的具体动作在后面进行说明。
参照图3及式(5)，转矩换算部105i输入阶次n和旋转速度指令ωm*，将惯性矩j和旋转速度指令ωm*的平方与阶次n的平方之积、与旋转角差分δθm的n次分量δθms(n)、δθmc(n)相乘，由此求出激励转矩τv的n次分量。具体地，求出激励转矩τv的n次的正弦值分量τvs(n)、和余弦值分量τvc(n)。
输出转矩提取部105b具有输出转矩估计部105d、n次分量提取部105e、比例分配系数乘法部105f。
输出转矩估计部105d使用一次磁通λδc、λγc、和δc轴电流iδc、γc轴电流iγc，根据式(7)求出输出转矩τe的估计值。
[数式7]
τe＝p·(λδc·iγc-λγc·iδc)…(7)
在此，关于输出转矩τe，不使用估计值与实际的值的差分，因而为了方便起见，关于输出转矩τe及其估计值都采用“输出转矩τe”的表述。
图5是示例输出转矩估计部105d的结构的框图。输出转矩估计部105d具有乘法器11d和11e、减法器11f、常数倍部11g。
乘法器11d得到一次磁通的δc轴分量λδc与γc轴电流iγc之积λδc·iγc。乘法器11e得到一次磁通的γc轴分量λγc与δc轴电流iδc之积λγc·iδc。减法器11f从积λδc·iγc中减去积λγc·iδc。常数倍部11g将减法器11f得到的减法结果与极对数p相乘，得到输出转矩τe。
n次分量提取部105e与n次分量提取部105b一样，从输出转矩τe中提取旋转角θm的基本频率的n次分量τes(n)、τec(n)。
具体地，n次分量提取部105b、105e均通过使用傅里叶变换，得到所输入的量的正弦值分量及余弦值分量。旋转角差分δθm及输出转矩τe都是旋转角θm的函数，在将两者都表示为函数f(θm)时，式(8)成立。
[数式8]
其中，值a0表示函数f(θm)的直流成分(0次分量)，值an表示函数f(θm)的n次分量的余弦值的振幅，值bn表示函数f(θm)的n次分量的正弦值的振幅。向n次分量提取部105b、105e输入阶次n和旋转角θm，以便进行上述的傅里叶变换。另外，在式(8)中，作为积分变量，也可以采用时间t而不是旋转角θm。因为在根据傅里叶变换进行的计算中，能够使用角度θmf代替旋转角θm，并使用式(5)的第三个算式进行变量变换。
n次分量提取部105b输入旋转角差分δθm，采用该旋转角差分δθm作为上述函数f(θm)，输出值bn作为旋转角差分δθm的正弦值分量δθms(n)，输出值an作为旋转角差分δθm的余弦值分量δθmc(n)。
n次分量提取部105e输入输出转矩τe，采用该输出转矩τe作为上述函数f(θm)，输出值bn作为输出转矩τe的正弦值分量τes(n)，输出值an作为输出转矩τe的余弦值分量τec(n)。
比例分配系数乘法部105c将按照阶次n设定的比例分配系数k(n)，与正弦值分量τvs(n)及余弦值分量τvc(n)都进行相乘。比例分配系数乘法部105f将比例分配系数[1-k(n)]与正弦值分量τes(n)及余弦值分量τec(n)都进行相乘。其中，在各个阶次n中，0≤k(n)≤1成立。因此，比例分配系数乘法部105c、105f能够视作如下比例分配部，其按照规定的比例分配比k(n)/[1-k(n)]，对正弦值分量τvs(n)和正弦值分量τes(n)进行比例分配，并按照该比例分配比对余弦值分量τvc(n)和余弦值分量τec(n)进行比例分配。比例分配系数k(n)、[1-k(n)]也可以由外部向比例分配系数乘法部105c、105f提供。在这种情况下，比例分配系数乘法部105c、105f由单纯的乘法器实现。
加法器105g按照阶次n将与正弦值分量相关的积τvs(n)·k(n)、τes(n)·[1-k(n)]彼此相加，将与余弦值分量相关的积τvc(n)·k(n)、τec(n)·[1-k(n)]彼此相加，并输出构成对的和。
在n次分量提取部105b、105e中成为提取的对象的阶次n也可以采用多个。例如，在阶次n仅采用值1的情况下，加法器105g输出一对的和τvs(1)·k(1)+τes(1)·[1-k(1)]、τvc(1)·k(1)+τec(1)·[1-k(1)]。或者，在阶次n采用两个值即值1、2的情况下，加法器105g输出和τvs(1)·k(1)+τes(1)·[1-k(1)]、τvc(1)·k(1)+τec(1)·[1-k(1)]的对、以及和τvs(2)·k(2)+τes(2)·[1-k(2)]、τvc(2)·k(2)+τec(2)·[1-k(2)]的对这两对。在图2中，箭头中附带的斜线“/”表示这样的对的输入输出。
在导入与负载转矩τd相关的n次的正弦值分量τds(n)及余弦值分量τdc(n)时，根据式(2)的左侧的等式得到式(9)。
[数式9]
τvs(n)＝τes(n)-τds(n)
τvc(n)＝τec(n)-τdc(n)…(9)
因此，加法器105g能够输出构成对的值τes(n)-k(n)·τds(n)、τec(n)-k(n)·τdc(n)。
图6是示例校正量计算部105h的结构的框图。校正量计算部105h具有pi控制部11h和合成值计算部11y。在此，为了简化起见，示例了阶次n是一个的情况。
pi控制部11h具有均进行比例积分控制的pi控制器11hs、11hc。pi控制器11hs对与正弦值分量相关的值进行比例积分控制。pi控制器11hc对与余弦值分量相关的值进行比例积分控制。
图7是示例pi控制器11hs的结构的框图。pi控制器11hs具有比例部11h1、积分部11h2、加法器11h3。比例部11h1输出将针对pi控制器11hs的输入、与按每个阶次n设定的增益kps(n)相乘而得的积。积分部11h2输出将上述输入的积分值、与按每个阶次n设定的增益kis(n)相乘而得的积。加法器11h3输出将上述两个的积彼此相加而得的和。
图8是示例pi控制器11hc的结构的框图。pi控制器11hc具有比例部11h4、积分部11h5、加法器11h6。比例部11h4输出将针对pi控制器11hc的输入、与按每个阶次n设定的增益kpc(n)相乘而得的积。积分部11h5输出将上述输入的积分值、与按每个阶次n设定的增益kic(n)相乘而得的积。加法器11h6输出将上述两个的积彼此相加而得的和。
如何设定增益kps(n)、kpc(n)、kis(n)、kic(n)属于设计事项，并且比例积分控制自身是公知的技术，因而在此省略更详细的说明。
pi控制器11hs输入值τes(n)-k(n)·τds(n)，并输出对该值进行比例积分控制的结果。pi控制器11hc输入值τec(n)-k(n)·τdc(n)，并输出对该值进行比例积分控制的结果。
合成值计算部11y将由pi控制器11hs得到的与正弦值分量相关的比例积分控制的结果、和由pi控制器11hc得到的与余弦值分量相关的比例积分控制的结果，按照以下所述进行合成而求出合成值。
合成值计算部11y具有乘法器11j和11k和11p、正弦值生成部11q、余弦值生成部11r、加法器11s。
乘法器11p输入阶次n和旋转角θm，得到两者之积n·θm。正弦值生成部11q输入积n·θm，得到正弦值sin(n·θm)。余弦值生成部11r输入积n·θm，得到余弦值cos(n·θm)。
乘法器11j得到由pi控制器11hs得到的结果与正弦值sin(n·θm)之积。乘法器11k得到由pi控制器11hc得到的结果与余弦值cos(n·θm)之积。加法器11s进行三角函数的合成而得到合成值。具体地，加法器11s得到由乘法器11j得到的积与由乘法器11k得到的积之和，作为合成值。将该合成值作为第1γc轴电流校正值δiγc1从合成值计算部11y进行输出。这相当于将由各个pi控制器11hs、11hc得到的结果作为傅里叶级数的系数，根据该傅里叶级数的结果求出第1γc轴电流校正值δiγc1。
这样，通过根据激励矩阵τv及输出矩阵τe的n次分量求出第1γc轴电流校正值δiγc1，并从γc轴电流iγc中减去该第1γc轴电流校正值δiγc1，其结果是，在减法器109中，朝着使旋转速度指令ωeo*与激励矩阵τv的增加及/或输出矩阵τe的增加对应地增加的方向进行校正。这样，第1γc轴电流校正值δiγc1是通过对激励矩阵τv或输出矩阵τe的脉动进行比例积分控制而得到的，因而能够控制已校正旋转速度指令ωeo*以抑制激励矩阵τv或输出矩阵τe的脉动。
在进行校正量计算部105h中的比例积分控制之前，按照比例分配系数k(n)、[1-k(n)]，对激励矩阵τv及输出矩阵τe对旋转速度指令ωeo*的影响进行比例分配。这不管是出于与比例积分控制的增益无关地都能够维持比例分配比的考虑、还是出于比例积分控制中不需要与机械角的旋转速度对应的频带的考虑，都是优选。
在将阶次n设为多个的情况下，校正量计算部105h按照该每个阶次设置pi控制器11h、以及去除了加法器11s的合成值计算部11y。并且，加法器11s将按照每个阶次设置的合成值计算部11y的输出全部相加，并输出作为第1γc轴电流校正值δiγc1。
假设在某一阶次n，比例分配系数k(n)是1。在这种情况下，比例分配系数乘法部105f的输出为0，输出转矩τe对第1γc轴电流校正值δiγc1没有贡献，只有激励转矩τv对旋转速度指令ωeo*的校正有贡献。在这种情况下，旋转速度指令ωeo*的校正将专用于对激励转矩τv的抑制。
假设在某一阶次n，比例分配系数k(n)是0。在这种情况下，比例分配系数乘法部105c的输出为0，激励转矩τv对第1γc轴电流校正值δiγc1没有贡献，只有输出转矩τe对旋转速度指令ωeo*的校正有贡献。在这种情况下，旋转速度指令ωeo*的校正将专用于对输出转矩τe的脉动的抑制，容易使电流[i]的振幅固定。
根据以上所述可知，将加法器105g、输出转矩提取部105b、比例分配系数乘法部105c省略来构成γc轴电流校正部105，校正量计算部105h不使用正弦值分量τes(n)及余弦值分量τec(n)，而使用正弦值分量τvs(n)及余弦值分量τvc(n)(更具体地，对这些分量进行比例积分控制)求出第1γc轴电流校正值δiγc1时，也能够得到通过旋转速度指令ωeo*的校正来抑制激励转矩τv的效果。
同样地，将加法器105g、激励转矩提取部105a、比例分配系数乘法部105f省略来构成γc轴电流校正部105，校正量计算部105h不使用正弦值分量τvs(n)及余弦值分量τvc(n)，而使用正弦值分量τes(n)及余弦值分量τec(n)(更具体地，对这些分量进行比例积分控制)求出第1γc轴电流校正值δiγc1时，可知的是也能够得到通过旋转速度指令ωeo*的校正来抑制输出转矩τe的脉动的效果。
第2实施方式
在本实施方式中，说明使用第1γc轴电流校正值δiγc1改善同步电动机3的效率的技术。在第1实施方式中说明了抑制激励转矩τv的基本频率的振动的情况。按照上面所述，如果机械负载是单气缸压缩机，则激励转矩τv的基本频率对应于n＝1，如果是双气缸压缩机，则对应于n＝2。首先，为了简化起见，假设机械负载是单气缸压缩机进行说明。
在第1实施方式中，采用激励转矩提取部105a、输出转矩提取部105b，阶次n仅采用值1，由此抑制激励转矩τv的基本频率的1次分量(下面称为“基波分量”)。特别是，通过设为k(1)＝1，激励转矩τv的基波分量几乎消失。
但是，不限于抑制输出转矩τe的该基本频率以外的成分的脉动。另一方面，这种脉动成为流过同步电动机3的电流的高次谐波分量的成因。在流过同步电动机3的电流的高次谐波分量越增大时，同步电动机3的效率越差。因此，同步电动机3的效率通过抑制输出转矩τe的脉动而改善。另外，对于激励转矩τv的基波分量，按照上面所述进行抑制。因此，在本实施方式中，在该基波分量以外的阶次中抑制输出转矩τe的脉动，由此改善同步电动机3的效率。
图9是示例在本实施方式中采用的γc轴电流校正部105的结构的框图。γc轴电流校正部105与第1实施方式一样具有激励转矩提取部105a、输出转矩提取部105b、加法器105g、校正量计算部105h。关于本实施方式的校正量计算部105h的结构，在后面进行详细说明。
激励转矩提取部105a、输出转矩提取部105b、加法器105g是与第1实施方式一样地构成的。另外，在此示出了提取诸量的j次分量的情况，因而将在图2中表示阶次的“n”替换为在图9中表示阶次的“j”进行图示。如果机械负载是单气缸压缩机，则j＝1，如果是双气缸压缩机，则j＝2。当然，在想要对多个阶次抑制激励转矩τv的情况下，也能够采用多个阶次j。关于这种多个阶次的抑制，已在第1实施方式中进行说明，因而在此省略说明。
即，j次分量提取部105b提取激励转矩抑制分量δθms(j)、δθmc(j)，作为旋转角差分δθm的、包含激励转矩τv的基本频率的1次分量的至少一个分量。j次分量提取部105e提取输出转矩(准确地讲是其估计值)τe的、与激励转矩抑制分量δθms(j)、δθmc(j)对应的j次的分量τes(j)、τec(j)。
在本实施方式中，γc轴电流校正部105还具有m次分量提取部105m。m次分量提取部105m与j次分量提取部105e一样地构成，提取输出转矩(准确地讲是其估计值)τe的、m次分量τes(m)、τec(m)。另外，阶次m是从与激励转矩抑制分量δθms(j)、δθmc(j)对应的阶次j以外的阶次中采用的至少一个阶次。
下面，为了简化说明，以j＝1、m＝2、3的情况为例进行说明。图10是示例本实施方式的校正量计算部105h的结构的框图。校正量计算部105h具有三个pi控制部11h、合成值计算部11y、两个合成值计算部11y1、加法器11t。
图10中的最上段示出的pi控制部11h和合成值计算部11y与在第1实施方式中示出的校正量计算部105h的结构相同。但是，这些部分在此是与激励转矩抑制分量δθms(1)、δθmc(1)对应而发挥作用，pi控制部11h输入值τes(1)-k(1)·τds(1)、τec(1)-k(1)·τdc(1)。并且，向合成值计算部11y输入表示阶次j的值1，并在乘法器11p与旋转角θm相乘，但如果阶次j是1，则显然可以省略乘法器11p。
向图10中的中段示出的pi控制部11h输入值τes(2)、τec(2)。向图10中的下段示出的pi控制部11h输入值τes(3)、τec(3)。即，m次分量提取部从外观上看能够视作将第1实施方式的输出转矩提取部105b中除输出转矩估计部105d以外的结构变形为针对阶次m设比例分配系数k(m)＝0的结构。因此，m次分量τes(m)、τec(m)能够理解为抑制m次的输出转矩的输出转矩抑制分量。
合成值计算部11y1具有从合成值计算部11y中省略加法器11s而得的结构，各个乘法器11p、11j、11k及正弦值生成部11q、余弦值生成部11r担负与第1实施方式所示出的各部分的功能相同的功能。
加法器11s、11t采用与各个阶次1、2、3相关的乘法器11j的输出及乘法器11k的输出之和，将该和作为第1γc轴电流校正值δiγc1进行输出。即，在本实施方式中，γc轴电流校正部105使用由加法器105g得到的和、由m次分量提取部105m得到的输出转矩抑制分量τes(m)、τec(m)，得到第1γc轴电流校正值δiγc1。这样得到的第1γc轴电流校正值δiγc1在对旋转速度指令ωeo*的校正中，对输出转矩τe的m次分量的脉动的抑制有贡献，这根据第1实施方式的说明可以明了。
这样，在本实施方式中，能够抑制激励转矩τv的j次分量，而且能够抑制输出转矩τe的m次(m≠j)分量。
也可以将在上段示出的合成值计算部11y替换为合成值计算部11y1，使加法器11t兼具加法器11s的功能。
对输出转矩抑制分量τes(m)、τec(m)不进行与激励转矩τv的m次分量的比例分配，因而也可以在输入校正量计算部105h之前按照每个阶次而单独放大。同样地，在第1实施方式中，加法器105g的输出也可以按照每个阶次而单独放大。换言之，也可以采用比例分配系数c(n)·k(n)、c(n)·[1-k(n)](其中，c(n)对于哪个阶次n都是正的数)，替换比例分配系数k(n)、[1-k(n)]。在这种情况下，显然也能够维持比例分配比k(n)/[1-k(n)]。
第3实施方式
在本实施方式中，说明使用第1γc轴电流校正值δiγc1抑制流过同步电动机3的电流(下面称为“峰值电流”)的峰值的技术。在第1实施方式中说明了抑制激励转矩τv的基本频率的振动的情况。按照上面所述，如果机械负载是单气缸压缩机，则激励转矩τv的基本频率对应于n＝1，如果是双气缸压缩机，则对应于n＝2。首先，为了简化起见，假设机械负载是单气缸压缩机进行说明。
在第1实施方式中，采用激励转矩提取部105a、输出转矩提取部105b，阶次n仅采用值1，抑制激励转矩τv或输出转矩τe的基波分量。在激励转矩τv或输出转矩τe的脉动中这些基波分量是主要的，因而这些基波分量的抑制很重要。
另外，在求得为了抑制激励转矩τv的基波分量所需要的第1γc轴电流校正值δiγc1的情况下，电机电流的峰值有可能增大。通常，基于过电流保护的观点，电机电流往往采用限制其峰值的控制(例如，在磁通控制部102中对图1所示的δc轴电压指令值vδ*、γc轴电压指令值vγ*设计上限等)。
因此，优选减小电机电流的峰值，使得不会由于限制电机电流的峰值的控制而损害对激励转矩τv的基波分量的抑制。因此，在本实施方式中，说明维持输出转矩τe的基波分量τes(1)、τec(1)、降低与n次分量τes(n)、τec(n)的阶次n相关的和的峰值的技术。
在降低与n次分量τes(n)、τec(n)的阶次n相关的和的峰值的情况下，如果不对阶次n的值设计上限，则只要奇数次的分量之和的波形呈现矩形波即可。在设矩形波的振幅为1时，如果在相位ψ的函数r(ψ)中将上限值d设定成无限大，则该矩形波用下式(10)表示。另外，导入奇数d，记号σ意味着关于奇数d的总和。
[数式10]
因此，在本实施方式中，对于输出转矩τe中设3以上的奇数d为阶次的奇数次分量，求出基于上述峰值的降低的奇数次分量的指令值(以下称为“奇数次转矩指令”)。并且，还根据奇数次分量与奇数次转矩指令的差分，求出第1γc轴电流校正值δiγc1。
另一方面，对于输出转矩τe中偶数次的高次分量，提取其正弦值分量τes(e)及余弦值分量τec(e)(导入偶数e)，按照第1实施方式所言，设k(e)＝0并用于求出第1γc轴电流校正值δiγc1的计算中。
图11是示例本实施方式中采用的γc轴电流校正部105的结构的框图。γc轴电流校正部105与第1实施方式一样具有角度脉动提取部105a、n次分量提取部105b和105e、转矩换算部105i、比例分配系数乘法部105c和105f、输出转矩估计部105d、加法器105g、校正量计算部105h。关于本实施方式中的校正量计算部105h的结构，在后面进行详细说明。
另外，在本实施方式中，n次分量提取部105b、105e都是仅提取基波分量。具体地，n次分量提取部105b提取旋转角差分δθm中旋转角θm的基波分量δθms(1)、δθmc(1)。由此，转矩换算部105i输出激励转矩τv的的基波分量的正弦值分量τvs(1)及余弦值分量τvc(1)，比例分配系数乘法部105c将这些分量与比例分配系数k(1)相乘。根据这种情况，在图11中将n次分量提取部105b图示为“基波分量提取部”。
同样，n次分量提取部105e提取输出转矩τe(更准确地讲是其估值值)的基波分量的正弦值分量τes(1)及余弦值分量τec(1)。比例分配系数乘法部105f将这些分量与比例分配系数[1-k(1)]相乘。根据这种情况，在图11中将n次分量提取部105e图示为“基波分量提取部”。
根据以上所述，在本实施方式中，n次分量提取部105b和105e、转矩换算部105i、比例分配系数乘法部105c、n次分量提取部105e、比例分配系数乘法部105f、加法器105g能够理解为基波分量比例分配部105c，其提取激励转矩τv及输出转矩τe各自的基波分量，并按照规定的比例分配比(k(1)/[1-k(1)])进行比例分配。
在不进行激励转矩τv的脉动的抑制的情况下，假设k(1)＝0，能够省略角度脉动提取部105a、n次分量提取部105b、转矩换算部105i、比例分配系数乘法部105c及加法器105g。即，在本实施方式中，关于激励转矩τv，包括其基波分量在内都不需要提取。
γc轴电流校正部105还具有输出转矩偶数次输出部105d、输出转矩奇数次输出部105e。
输出转矩偶数次输出部105d求出输出转矩τe中、偶数的阶次e的分量即偶数次分量，并输出给校正量计算部105h。输出转矩奇数次输出部105e求出输出转矩的奇数次分量与奇数次转矩指令的差分，并输出给校正量计算部105h。
具体地，输出转矩偶数次输出部105d具有偶数次分量提取部105p。偶数次分量提取部105p输入旋转角θm、输出转矩τe(更准确地讲是其估计值：由输出转矩估计部105d得到)、偶数的阶次e，得到正弦值分量τes(e)及余弦值分量τec(e)作为抑制输出转矩的偶数次的分量(输出转矩偶数次抑制分量)。偶数次分量提取部105p的结构与在第1实施方式中说明的n次分量提取部105e的结构相同，仅是输入的阶次n限定为偶数的阶次e，仅此不同。作为上述的偶数次分量，采用正弦值分量τes(e)及余弦值分量τec(e)。
也可以采用多个阶次e。在这种情况下，在输出转矩偶数次输出部105d中，可以按照每个阶次e设置多个偶数次分量提取部105p。
并且，输出转矩奇数次输出部105e具有奇数次分量提取部105q、奇数次转矩指令生成部105r、减法器105s。
奇数次分量提取部105q输入旋转角θm、输出转矩τe、3以上的奇数的阶次d，得到正弦值分量τes(d)及余弦值分量τec(d)作为抑制输出转矩的奇数次的分量(输出转矩奇数次抑制分量)。奇数次分量提取部105q的结构也与在第1实施方式中说明的n次分量提取部105e的结构相同，仅是输入的阶次n限定为3以上的奇数的阶次d，仅此不同。
奇数次转矩指令生成部105r求出正弦值分量τes(d)的指令值(以下称为“奇数次转矩指令正弦值分量”)τes*(d)及余弦值分量τec(d)的指令值(以下称为“奇数次转矩指令余弦值分量”)τec*(d)。其详细情况在后面进行说明。
减法器105s求出正弦值分量τes(d)相对于奇数次转矩指令正弦值分量τes*(d)的偏差δτes(d)、和余弦值分量τec(d)相对于奇数次转矩指令余弦值分量τec*(d)的偏差δτec(d)。具体地，偏差δτes(d)＝τes(d)-τes*(d)，δτec(d)＝τec(d)-τec*(d)。
也可以采用多个阶次d。在这种情况下，在输出转矩奇数次输出部105e中，奇数次分量提取部105q、奇数次转矩指令生成部105r及减法器105s可以按照每个阶次d设置多个。
下面，为了简化说明，以d＝3、e＝2的情况为例进行说明。图12是示例本实施方式的校正量计算部105h的结构的框图。校正量计算部105h具有三个pi控制部11h、合成值计算部11y、两个合成值计算部11y1、加法器11t。此处示出的结构自身与图10所示的结构相同。
但是，与第2实施方式中针对最下段示出的pi控制部11h的输入不同，向pi控制部11hs、11hc分别输入偏差偏差δτes(3)、δτec(3)。除该输入的差异以外，其它与第2实施方式相同，在本实施方式中也能够得到第1γc轴电流校正值δiγc1。
另外，向合成值计算部11y输入阶次1并在乘法器11p中与旋转角θm相乘，但显然能够省略乘法器11p。
图13是示例奇数次转矩指令生成部105r的结构的框图。奇数次转矩指令生成部105r具有振幅运算部1051、相位运算部1052、乘法器1053、1054、1057和1058、余弦值生成部1055、正弦值生成部1056。
振幅运算部1051求出输出转矩τe的基波分量τe(1)的大小te。相位运算部1052求出输出转矩τe相对于旋转角θm的相位α。具体地，由于式(11)成立，因而根据式(12)求出大小te及相位α。
[数式11]
τe(1)＝τes(1)·sinθm+τec(1)·cosθm
＝te·sin(θm+α)…(11)
[数式12]
即，求出将余弦值分量τec(1)除以正弦值分量τes(1)而得的值的反正切函数的值作为相位α，求出正弦值分量τes(1)的平方与余弦值分量τec(1)的平方之和的平方根作为大小te。
另外，在角度(θm+α)为0度、180度、360度时，奇数次的输出转矩全部取值0(参照后述的图14、图16)，因而奇数次(但是，成为基波分量的1次露出)输出转矩的总和τea用式(13)表示。其中，上限值d与式(10)相等。
[数式13]
在式(13)的右边第1式中，根据阶次d、上限值d设定系数g(d)，由此能够减小总和τea的峰值。具体地，如果将上限值d设定为无限大，参照式(10)，将系数g(d)设定为系数g(1)的1/d即可。由此，能够将总和τea的峰值设为其最小值。下面，只要没有特别说明，则设g(1)＝1。
另一方面，导入奇数次转矩指令正弦值分量τes*(d)及奇数次转矩指令余弦值分量τec*(d)，能够将总和τea改写成式(13)的右边第2式。由此，根据式(14)求出奇数次转矩指令正弦值分量τes*(d)及奇数次转矩指令余弦值分量τec*(d)。
[数式14]
τes*(d)＝g(d)·te·cos(d·α),
τec*(d)＝g(d)·te·sin(d·α)…(14)
式(14)的计算按照下面所述在奇数次转矩指令生成部105r中实现。乘法器1053按每个阶次d将系数g(d)和大小te相乘，求出积g(d)·te。乘法器1054按每个阶次d将阶次d和相位α相乘，求出积d·α。
余弦值生成部1055按每个阶次d求出积d·α的余弦值cos(d·α)，正弦值生成部1056按每个阶次d求出积d·α的正弦值sin(d·α)。乘法器1057按每个阶次d将积g(d)·te和余弦值cos(d·α)相乘，求出奇数次转矩指令正弦值分量τes*(d)。乘法器1058按每个阶次d将积g(d)·te和正弦值sin(d·α)相乘，求出奇数次转矩指令余弦值分量τec*(d)。
图14是示出第3实施方式的输出转矩的奇数次分量的波形的第1例的曲线图。另外，图15是示出图14所示的奇数次分量之和的波形的曲线图。在该第1例中，将上限值d设定为奇数3。在第1例中，通过将系数g(3)设定为1/6，使奇数次分量之和的波形的峰值为最小。
图16是示出第3实施方式的输出转矩的奇数次分量的波形的第2例的曲线图。另外，图17是示出图16所示的奇数次分量之和的波形的曲线图。在该第2例中，将上限值d设定为奇数5。在第2例中，通过将系数g(3)设定为0.232、将系数g(5)设定为0.06，使奇数次分量之和的波形的峰值为最小。
在第1例、第2例中，都是将基波分量τe(1)的峰值描述为1。在第1例、第2例中，可知的是，与基波分量τe(1)相比，奇数次分量之和一方的波形的峰值都下降。并且，根据式(10)，可知上限值d越大时，波形的峰值根据图14～图16越接近值(π/4)。
这样，能够抑制激励转矩τv的1次分量，而且抑制输出转矩τe的峰值。
与第2实施方式一样，也可以将在图12的上段示出的合成值计算部11y替换为合成值计算部11y1，加法器11t兼备加法器11s的功能。
另外，对偶数次的正弦值分量τes(e)及余弦值分量τec(e)、或奇数次的正弦值分量τes(d)及余弦值分量τec(d)、或奇数次转矩指令正弦值分量τes*(d)及奇数次转矩指令余弦值分量τec*(d)，不进行与激励转矩τv的比例分配，因而可以在向校正量计算部105h输入之前按照每个阶次而单独放大。
第4实施方式
在第3实施方式中，也有可能存在不需要减小输出转矩τe的偶数次的脉动的情况。在这种情况下，能够从第3实施方式所示的结构中省略输出转矩偶数次输出部105d。
图18是示例本实施方式所采用的γc轴电流校正部105的结构的框图。γc轴电流校正部105与第3实施方式一样具有角度脉动提取部105a、输出转矩估计部105d、校正量计算部105h、基波分量比例分配部105c、输出转矩奇数次输出部105e。但是，如上所述，不具有输出转矩偶数次输出部105d。
图19是示例本实施方式的校正量计算部105h的结构的框图。校正量计算部105h具有第3实施方式所示的合成值计算部11y、合成值计算部11y1、加法器11t、两个pi控制部11h。但是，在本实施方式中，与第3实施方式不同，不使用偶数次的正弦值分量τes(e)及余弦值分量τec(e)。因此，在本实施方式中，一个pi控制部11h和合成值计算部11y1从奇数次的、此处是3次的偏差δτes(3)、δτec(3)得到合成值。
在本实施方式中，校正量计算部105h不使用偶数次的正弦值分量τes(e)及余弦值分量τec(e)。因此，不需要向校正量计算部105h输入偶数的阶次e(参照图18)。
在本实施方式中，也能够得到减小电机电流的峰值的效果，这与第3实施方式相同。
第5实施方式
在本实施方式中，说明如下技术：与第3实施方式相反地，减小输出转矩τe的奇数次的脉动，并通过使用了偶数次的分量的控制，减小电机电流的峰值。
图20是示例本实施方式所采用的γc轴电流校正部105的结构的框图。γc轴电流校正部105与第3实施方式一样具有角度脉动提取部105a、输出转矩估计部105d、校正量计算部105h、基波分量比例分配部105c。但是，在本实施方式中，将第3实施方式的输出转矩偶数次输出部105d、输出转矩奇数次输出部105e分别置换为输出转矩奇数次输出部105f、输出转矩偶数次输出部105g。
输出转矩奇数次输出部105f具有奇数次分量提取部105q。奇数次分量提取部105q已经在第3实施方式中说明，因而在此省略其详细情况。奇数次分量提取部105q得到正弦值分量τes(d)及余弦值分量τec(d)，作为抑制输出转矩的奇数次的分量(输出转矩奇数次抑制分量)。
输出转矩偶数次输出部105g具有偶数次分量提取部105p、偶数次转矩指令生成部105t、减法器105u。
偶数次分量提取部105p已经在第3实施方式中说明，因而在此省略其详细情况。偶数次分量提取部105p输出正弦值分量τes(e)及余弦值分量τec(e)。
偶数次转矩指令生成部105t求出正弦值分量τes(e)的指令值(以下称为“偶数次转矩指令正弦值分量”)τes*(e)及余弦值分量τec(e)的指令值(以下称为“偶数次转矩指令余弦值分量”)τec*(e)。其详细情况在后面进行说明。
减法器105u求出正弦值分量τes(e)相对于偶数次转矩指令正弦值分量τes*(e)的偏差δτes(e)、和余弦值分量τec(d)相对于偶数次转矩指令余弦值分量τec*(e)的偏差δτec(e)。具体地，偏差δτes(e)＝τes(e)-τes*(e)，δτec(e)＝τec(e)-τec*(e)。
也可以采用多个阶次e。在这种情况下，在输出转矩偶数次输出部105g中，偶数次分量提取部105p、偶数次转矩指令生成部105t及减法器105u可以按每个阶次e设置多个。
在本实施方式中，为了简化说明，以d＝3、e＝2的情况为例进行说明。图21是示例本实施方式的校正量计算部105h的结构的框图。校正量计算部105h具有三个pi控制部11h、合成值计算部11y、两个合成值计算部11y1、加法器11t。此处示出的结构自身与图12所示的结构相同。
但是，与第3实施方式中针对在中段和最下段示出的pi控制部11h的输入不同。在本实施方式中，关于输出转矩的脉动以奇数次的分量进行说明，关于电机电流的峰值的抑制以偶数次的分量进行说明。因此，分别采用正弦值分量τes(3)、余弦值分量τec(3)、偏差δτes(2)、δτec(2)，替代第3实施方式中的偏差δτes(3)、δτec(3)、正弦值分量τes(2)、余弦值分量τec(2)。
图22是示例偶数次转矩指令生成部105t的结构的框图。偶数次转矩指令生成部105t具有0次分量提取部1050、振幅运算部1051、相位运算部1052、乘法器1054、1057和1058、余弦值生成部1055、正弦值生成部1056、偶数次振幅运算部1059、加法器1053b。
关于振幅运算部1051、相位运算部1052、乘法器1054、1057和1058、余弦值生成部1055、正弦值生成部1056，已经在第3实施方式中说明，因而在此省略说明。
但是，在本实施方式中，向乘法器1054提供偶数的阶次e替代奇数的阶次d。因此，乘法器1054输出积e·α，而不是积d·α。
并且，向乘法器1057输入余弦值cos(e·α+k)，替代第3实施方式所示的余弦值cos(d·α)。并且，向乘法器1058输入正弦值sin(e·α+k)，替代第3实施方式所示的正弦值sin(d·α)。
在本实施方式中，向余弦值生成部1055、正弦值生成部1056都输入值(e·α+k)，以便得到余弦值cos(e·α+k)、正弦值sin(e·α+k)。并且，加法器1053b将由乘法器1054得到的积e·α与移位量k相加，以便得到值(e·α+k)。
并且，向乘法器1057、1058输入偶数次分量的大小te(e)，替代第3实施方式所示的积g(d)·te。在第3实施方式中，输入乘法器1057、1058的积g(d)·te是根据矩形波、由系数g(d)和输出转矩τe的基波分量τe(1)的大小te决定的。但是，在以偶数次的分量抑制电流的情况下，由于后述的理由将更加复杂，需要也使用输出转矩τe的0次分量τe(0)进行计算。
根据该计算的必要性，在偶数次转矩指令生成部105t设有0次分量提取部1050和偶数次振幅运算部1059。0次分量提取部1050从输出转矩τe中提取0次分量τe(0)作为其固定分量。该提取自身是由公知的技术实现的，因而省略说明。
图23是示出对于偶数的阶次e仅设为e＝2时的输出转矩的分量的曲线图。减小电机电流的峰值所需要的输出转矩τe的2次分量τe(2)的大小，依赖于输出转矩τe的0次分量τe(0)与基波分量τe(1)之和的波形。2次分量τe(2)按照以值0为中心正负相等的大小te(2)而变动。另一方面，上述的和(τe(0)+τe(1))在正负上不对称。因此，需要将大小te(2)设定成：使和(τe(0)+τe(1)+τe(2))的(正侧的)最大值和(负侧的)最小值的绝对值都小于和(τe(0)+τe(1))的(正侧的)最大值和(负侧的)最小值的绝对值中较大的一方。
在图23中，和(τe(0)+τe(1))的(正侧的)最大值(约2.2)和(负侧的)最小值的绝对值(约0.2)中较大的一方是(正侧的)最大值，和(τe(0)+τe(1)+τe(2))的(正侧的)最大值(约1.85)和(负侧的)最小值的绝对值(约0.6)都小于和(τe(0)+τe(1))的(正侧的)最大值。
但是，根据图23可知，和(τe(0)+τe(1))在正侧变动较大，因而2次分量τe(2)取极小值时的相位需要与和(τe(0)+τe(1))取极大值时的相位一致。因此，在e＝2时，上述移位量k采用值π/2。
图24是示出大小te(2)的上限的曲线图，横轴使用大小te表示0次分量τe(0)的大小te(0)。区域(i)满足0≤te(0)≤(1/4)·te，区域(ii)满足(1/4)·te≤te(0)≤((4-√2)/8)·te，区域(iii)满足((4-√2)/8)·te≤te(0)。在区域(i)中，大小te(2)的上限与大小te(0)相等。在区域(iii)中，大小te(2)的上限与大小te/2√2相等。在区域(ii)中，大小te(2)的上限是大小te(0)、te的函数，即te·te/(8(te-2·te(0)))。
如果大小te(2)为如上所述说明的上限以下，在大小te(2)越大时，电机电流的峰值被抑制的程度越明显，但在采用大于该上限的值时，存在不能抑制电机电流的峰值的可能性。因此，优选大小te(2)采用该上限。这样，通过偶数次振幅运算部1059求出大小te(2)。
在图23中，te＝1.2、te(0)＝1.0，满足对区域(iii)示出的条件，因而采用te(2)＝te/2√2(约0.43)。
另外，如果e＝2、6、10、…，则期望移位量k取值π/2，如果e＝4、8、12、…，则期望移位量k取值3π/2。
输出转矩τe往往满足区域(iii)的条件。因此，作为偶数次转矩指令生成部105t的结构，也可以采用其它的结构替代图22所示的结构。
图25是示出偶数次转矩指令生成部105t的另一结构的框图。在该结构中，输入偶数的阶次e(其中，e＝2)，并采用以系数1/2√2为乘数的乘法器1053替代0次分量提取部1050及偶数次振幅运算部1059，这一点与图22的结构不同，因而省略详细说明。
另外，如果e＝4，则期望该系数采用(1/4)·cos(3π/8)。
第6实施方式
在第5实施方式中，也有可能存在不需要减小输出转矩τe的奇数次的脉动的情况。在这种情况下，能够从第5实施方式所示的结构中省略输出转矩奇数次输出部105f。
图26是示例本实施方式所采用的γc轴电流校正部105的结构的框图。γc轴电流校正部105与第5实施方式一样具有角度脉动提取部105a、输出转矩估计部105d、校正量计算部105h、基波分量比例分配部105c、输出转矩偶数次输出部105g。但是，如上所述，不具有输出转矩奇数次输出部105f。
图27是示例本实施方式的校正量计算部105h的结构的框图。校正量计算部105h具有第5实施方式所示的合成值计算部11y、合成值计算部11y1、加法器11t、两个pi控制部11h。但是，在本实施方式中，与第5实施方式不同，不使用奇数次的正弦值分量τes(d)及余弦值分量τec(d)。因此，在本实施方式中，一个pi控制部11h和合成值计算部11y1从偶数次、此处是2次的偏差δτes(2)、δτec(2)得到合成值。
在本实施方式中，校正量计算部105h不使用奇数次的正弦值分量τes(d)及余弦值分量τec(d)。因此，不需要向校正量计算部105h输入奇数的阶次d(参照图26)。
在本实施方式中，能够得到减小电机电流的峰值的效果，这与第5实施方式相同。
第7实施方式
在第6实施方式中考虑了输出转矩τe的偶数次分量，以便减小电机电流的峰值。另外，基于相同的目的，还能够考虑输出转矩τe的奇数次分量。
图28是示例本实施方式所采用的γc轴电流校正部105的结构的框图。γc轴电流校正部105与第6实施方式一样具有角度脉动提取部105a、输出转矩估计部105d、校正量计算部105h、基波分量比例分配部105c、输出转矩偶数次输出部105g。在本实施方式中，γc轴电流校正部105还具有输出转矩奇数次输出部105e(参照第4实施方式)。
图29是示例本实施方式的校正量计算部105h的结构的框图。该结构是在图21所示的结构中分别输入正弦值分量τes(3)、余弦值分量τec(3)，替代偏差δτes(3)、δτec(3)，仅此不同。
在这样的结构中能够得到减小电机电流的峰值的效果，这与第5实施方式相同。
但是，依靠奇数次分量和偶数次分量的相互作用来改善电机电流的峰值，使得状况更加复杂。
图30是示出在本实施方式中仅采用e＝2、d＝3时的输出转矩的分量的曲线图。由于输出转矩τe的2次分量τe(2)的存在，减小电机电流的峰值所需要的输出转矩τe的3次分量τe(3)与图14所示的情况不同，取其极大值时的相位与基波分量τe(1)取极大值时的相位一致。
在te(0)≥k2·te的情况下，2次分量τe(2)的大小te(2)及3次分量τe(3)的大小te(3)分别用下式(15)、(16)进行计算。
[数式15]
[数式16]
图31是示出大小te(2)、te(3)的上限的曲线图，横轴使用大小te表示0次分量τe(0)的大小te(0)。区域(iv)满足0≤te(0)≤(1/4)·te，区域(v)满足(1/4)·te≤te(0)≤k2·te，区域(vi)满足k2·te≤te(0)。在区域(iv)、(v)中，大小te(2)的上限与大小te(0)相等。在区域(iv)中，优选大小te(3)是0。在区域(v)中，大小te(3)的上限是大小te(0)、te的函数，即[k3/(4·k2-1)]·(4·te(0)-te)。在区域(vi)中，如式(15)、(16)所示的那样。
如果大小te(2)、te(3)为如上所述说明的上限以下，则越大时，电机电流的峰值被抑制的程度越明显，但在采用大于该上限的值时，存在不能抑制电机电流的峰值的可能性。因此，优选大小te(2)、te(3)采用该上限。
这样，在本实施方式中，作为满足区域(vi)的简易条件，偶数次转矩指令生成部105t采用图25所示的结构，采用系数k2(≒0.553)替代系数1/2√2，奇数次转矩指令生成部105r采用图13所示的结构，采用系数(-k3)(≒-0.171)替代系数g(d)(其中，d＝3)(由于3次分量τe(3)的相位与第3实施方式相差180度，因而需要负号)。
或者，如果考虑区域(iv)、(v)，则偶数次转矩指令生成部105t采用图22所示的结构，设e＝2，偶数次振幅运算部1059求出大小te(2)。奇数次转矩指令生成部105r在图22所示的结构中采用奇数的阶次d(＝3)替代偶数的阶次e。并且，采用求出大小te(3)的模块替代偶数次振幅运算部1059。但是，图22所示的移位量k取值π，以便使3次分量τe(3)取极大值时的相位与基波分量τe(1)取极大值时的相位一致。
在如机械负载是双气缸压缩机那样激励转矩τv的基本频率对应于n＝2的情况下，通过将上述说明中的奇数d改写为整数2·d、将偶数e改写为整数2·e，显然能够应用第3～第7实施方式。
第8实施方式
图32是示例第8实施方式的电动机控制装置1所采用的一次磁通指令生成装置103的结构的框图。一次磁通指令生成装置103输入δc轴电流iδc、γc轴电流iγc、阶次n、旋转角θm，向磁通控制部102输出一次磁通指令∧δ*。一次磁通指令生成装置103能够设于图1示例的电动机控制装置1内。
一次磁通指令生成装置103具有0次分量提取部103a、n次分量提取部103b、合成值计算部103c、加法器103d及磁通指令设定部103e。
0次分量提取部103a进行作为式(8)的函数f(θm)采用了γc轴电流iγc的傅里叶变换，得到值a0作为γc轴电流iγc的0次分量iγc(0)。
n次分量提取部103b也进行作为式(8)的函数f(θm)采用了γc轴电流iγc的傅里叶变换，得到值bn作为γc轴电流iγc的n次的正弦值分量iγcs(n)，得到值an作为n次的余弦值分量iγcc(n)。
合成值计算部103c与合成值计算部11y一样将正弦值分量iγcs(n)和余弦值分量iγcc(n)合成，得到第2γc轴电流校正值iγc2。该合成相当于得到γc轴电流iγc的n次分量的合成值作为第2γc轴电流校正值δiγc2。
加法器103d将0次分量iγc(0)和第2γc轴电流校正值δiγc2相加，得到第2已校正γc轴电流iγc2。磁通指令设定部103e根据δc轴电流iδc和第2已校正γc轴电流iγc2计算一次磁通指令∧δ*。
磁通指令设定部103e的功能虽然已通过例如专利文献2而公知，但是导入例如励磁磁通∧0、同步电动机3的电感的d轴的分量ld、q轴的分量lq，根据下式进行一次磁通指令∧δ*的设定。q轴相对于d轴以90度的电气角进相。
[数式17]
基于使用式(17)决定的一次磁通指令∧δ*的一次磁通控制，使相对于电流[i]的大小的转矩为最大。励磁磁通∧0、同步电动机3的电感是同步电动机3的设备常数，因而它们能够预先存储在一次磁通指令生成装置103中。
角度β*可以说是电流ia相对于q轴进相的角度。电流ia可以说是电流[i]的绝对值。一次磁通指令∧δ*可以说是根据第2已校正γc轴电流iγc2、δc轴电流iδc、励磁磁通∧0、同步电动机3的电感求出的。
或者，也可以导入电流[i]的d轴分量id、q轴分量iq，采用ia＝√(id·id+iq·iq)替代式(17)的第3式。另外，在这种情况下，导入负载角φ、一次磁通的振幅∧δ，形成下式(18)的关系(参照专利文献2)。
[数式18]
λδ·sinφ＝lq·iq，λδ·cosφ＝ld·id+∧0
…(18)
图33是示出根据式(17)得到的一次磁通指令∧δ*对第2已校正γc轴电流iγc2的依存性的曲线图，换言之，是示出根据第2已校正γc轴电流iγc2设定的一次磁通指令∧δ*的曲线图。一次磁通指令∧δ*相对于第2已校正γc轴电流iγc2的增加而单调递增。
磁通指令设定部103e也可以进行使用了近似式的计算，替代进行式(17)的计算。或者，磁通指令设定部103e也可以预先存储包含计算结果的表格，参照表格求出一次磁通指令∧δ*，替代逐次的计算。
如上所述，通过考虑γc轴电流iγc的n次分量得到一次磁通指令∧δ*，能够与受到输出转矩τe或激励转矩τv的n次分量的影响的γc轴电流iγc的变动对应地，进行一次磁通控制。如根据式(7)所确认的那样，γc轴电流iγc是与输出转矩τe相关的参数，特别是在一次磁通控制中被控制成使λγc＝0，因而成为按照输出转矩τe设定作为一次磁通的δc轴分量λδc的指令值的一次磁通指令∧δ*时的主要参数(因为极对数p是同步电动机3固有的，是固定值)。
也可以根据输出转矩τe(不论其是检测出的值还是估计值)的0次分量及n次分量设定一次磁通指令∧δ*。在这种情况下，一次磁通指令生成装置103中的诸量如图35所示。在此，使用输出转矩τe的0次分量τe(0)、输出转矩τe的n次的正弦值分量τes(n)及余弦值分量τec(n)、合成值δτe2、校正后的输出转矩τe2进行表述。图36是示出根据校正后的输出转矩τe2设定的一次磁通指令∧δ*的曲线图。磁通指令设定部103e按照该曲线图或者作为该曲线图的基础的算式，设定一次磁通指令∧δ*。
根据式(18)，电流ia也是设定输出转矩τe2的参数，在考虑到式(17)的第3式时，δc轴电流iδc也是设定输出转矩τe2的参数。因此，也可以根据δc轴电流iδc的0次分量及n次分量设定一次磁通指令∧δ*。在这种情况下，一次磁通指令生成装置103中的诸量如图37所示。在此，使用δc轴电流iδc的0次分量iδc(0)、δc轴电流iδc的n次的正弦值分量iδcs(n)及余弦值分量iδcc(n)、合成值δiδc2、校正后的δc轴电流iδc2进行表述。图38是示出根据校正后的δc轴电流iδc2设定的一次磁通指令∧δ*的曲线图。磁通指令设定部103e按照该曲线图或者作为该曲线图的基础的算式，设定一次磁通指令∧δ*。另外，与第2已校正γc轴电流iγc2相似，采用ia＝√(iδc2·iδc2+iγc·iγc)替代式(17)的第3式。
或者，在一次磁通指令生成装置103中，将图32所示的0次分量提取部103a、n次分量提取部103b、合成值计算部103c和加法器103d、与图37所示的0次分量提取部103a、n次分量提取部103b、合成值计算部103c和加法器103d设计成对，也能够得到第2已校正γc轴电流iγc2和校正后的δc轴电流iδc2。在这种情况下，在磁通指令设定部103e中能够使用电流ia作为√(iδc2·iδc2+iγc2·iγc2)。
同样，负载角φ也是设定输出转矩τe的参数，因而也可以根据负载角φ的0次分量及n次分量设定一次磁通指令∧δ*。在这种情况下，一次磁通指令生成装置103中的诸量如图39所示。在此，使用负载角φ的0次分量iδc(0)、负载角φ的n次的正弦值分量φs(n)及余弦值分量φc(n)、合成值δφ2、校正后的负载角φ2进行表述。图40是示出根据校正后的负载角φ2设定的一次磁通指令∧δ*的曲线图。磁通指令设定部103e按照该曲线图或者作为该曲线图的基础的算式，设定一次磁通指令∧δ*。
如在第1实施方式中说明的那样，γc轴电流iγc是接受基于输出转矩τe或激励转矩τv的n次分量的校正以对旋转速度指令进行校正的对象。因此，优选在第1实施方式中采用的阶次n和在第8实施方式中采用的阶次n采用相同的值或者相同的值的组。由此，提供适合于速度指令校正装置12的动作的一次磁通指令∧δ*，进而进行与已校正旋转速度指令ωe*匹配的一次磁通控制。
在第1实施方式中为了抑制输出转矩τe或激励转矩τv的脉动，仅使用其脉动分量进行了计算。但是，在第8实施方式中，需要得到与平均转矩对应的一次磁通指令，因而也使用0次分量iγc(0)计算第2已校正γc轴电流iγc2，并据此计算一次磁通指令∧δ*。对于其它参数也一样。
图41是示例电动机控制装置1的变形的结构及其周边装置的框图。与图1所示的结构相比，在电动机控制装置1中，高通滤波器110的位置不同。具体地，高通滤波器110从γc轴电流iγc中去除其直流成分。加法器107将高通滤波器110的输出与第1γc轴电流校正值δiγc1相加，得到第1已校正γc轴电流iγc1。通过常数倍部108使第1已校正γc轴电流iγc1成为规定增益km倍，求出角速度校正量δωe*。
通常，将高通滤波器110设计成使第1γc轴电流校正值δiγc1全部通过。因此，图41所示的变形与图1的结构等效。
对本发明进行了详细说明，但上述说明在所有方面只是示例，本发明不限于此。应该理解，能够在不脱离本发明的范围的情况下想到未示例的无数变形例。