一种环路补偿器的制作方法

本发明涉及功率电源技术领域，尤其涉及一种环路补偿器。

背景技术：

相角裕度是衡量电源系统稳定性的重要指标，通常情况下，设计者需要确保变换器的环路具备45度的相角裕度，而在军事、航空航天等领域，这一指标将提高至60度。

在多相交错并联变换器中，当采用各模块拥有独立电流内环，共用电压外环这种双环控制方式时，伴随并联模块数量的增加，外环的带宽将逐步变大，而相角裕度将会逐步减小。若电压外环的控制器采用传统II型补偿器，因其能提供的相角补偿能力有限，容易在模块数量较多时出现相角裕度不足等问题。

因此，通常的做法是按照系统的最大模块数量设计传统II型补偿器的参数，以避免上述问题。但这就限制了多相变换器的功率扩展功能，当功率需求发生变化需要进一步提高时，需调整或重新设计补偿器参数。

技术实现要素：

为了解决现有技术中的问题，本发明提出了一种新型的环路补偿器，能够在较宽的频率范围内提供恒定且充裕的相角补偿，从而避免上述因功率扩展而引发的相角裕度不足等问题。

一种环路补偿器电路，包括三个运算放大器及外围电阻、电容；第一运算放大器的同相输入端接地，反相输入端接电阻R₄和R₁的一端，R₄的另一端是补偿器的输入端，R₁的另一端与电容C₁的一端相连，C₁的另一端与第一运算放大器的输出端相连；第二运算放大器的同相输入端接地，反相输入端接电阻R₅和R₆的一端，R₅的另一端与第一运算放大器的输出端相连，R₆与第二运算放大器的输出端相连，电阻R₂的一端与第一运算放大器的输出端相连，另一端与电容C₂的一端相连，C₂的另一端与第二运算放大器的反相输入端相连，电阻R₃的一端与第二运算放大器的反相输入端相连，另一端与电容C₃的一端相连，C₃的另一端与第二运算放大器的输出端相连；第三运算放大器的同相输入端接地，反相输入端接电阻R₇和R₈的一端，R₇的另一端与第二运算放大器的输出端相连，R₈的第三运算放大器的输出端相连，电容C₄与R₈并联，所述第三运算放大器的输出端是补偿器的输出端。

进一步地，所述补偿器的传递函数为：

将G_v2(s)拆分为四个传递函数，其中，在低频段起主导作用的是一个单零点补偿器G_{v2_a}(s)；在中频段起主导作用的是两个单零单极补偿器G_{v2_b}(s)和G_{v2_c}(s)；在高频段起主导作用的是一个单极点补偿器G_{v2_d}(s)，其中，G_{v2_a}(s)的零点为G_{v2_b}(s)的零点为极点为G_{v2_c}(s)的零点为极点为G_{v2_d}(s)的极点为

进一步地，若要满足设计需求，各传递函数在不同频点存在如下关系：

进一步地，所述补偿器中各元件的参数为：R₁＝1.256R_b，R₂＝0.470R_b，R₃＝0.232R_b，R₅＝1.416R_b，R₆＝3.587R_b，R₈＝0.628R_b，C₁＝23.873C_b，C₂＝1C_b，C₃＝1C_b，C₄＝0.048C_b；其中，R_b、C_b分别为电阻、电容基数，它们与基准频率之间的关系为1/(2πR_bC_b)＝f_b。

进一步地，直接通过更改R₄、R₇的阻值来改变幅频的增益，而不影响各零极点的位置。

本发明的有益效果是：本发明的补偿器比传统II型补偿器的调试方法更为简单；多模块时，本发明的补偿器控制下的外环仍具备66.7度的相角裕度，而传统II型补偿器控制下的相角裕度迅速减小至47.1度，此时的电源处在较临界状态。本发明的补偿器控制下的多相交错Boost输出电压的超调量小且恢复时间短，优于传统II型补偿器的控制效果。

附图说明

图1是传统II型补偿器的电路图；

图2是本发明的环路补偿器的电路图；

图3(a)是传统型补偿器和本发明的补偿器的幅频特性示意图；

图3(b)是传统型补偿器和本发明的补偿器的相频特性示意图；

图4是传统型补偿器和本发明的补偿器作为多相交错并联Boost变换器的电压外环控制器的频率特性示意图，其中，图4(a)是单相幅频特性，图4(b)是单相相频特性，图4(c)是三相并联幅频特性；图4(d)是三相并联相频特性；

图5(a)是单模块的动态切载仿真结果图；

图5(b)是三模块的动态切载仿真结果图。

具体实施方案

下面通过具体实施方式结合附图对本发明作进一步详细说明。

首先分析传统II型补偿器的特性，它的结构如附图1所示，一般包含两个零点一个极点，传递函数为：

在低频段，补偿器的频率特性与积分器相似，相角从-90度开始变化；在中频段，因零点的影响相角在这一区间内逐渐增加，最大时可提供超过60度的相角补偿；在高频段，一般引入一个新的极点用于抵消开关电源输出滤波电容ESR的影响。相应的频率特性曲线如附图3(a)和附图3(b)中的黑线所示，从相频曲线中可以看到传统II型补偿器的最大补偿相角持续的频率范围较窄，而本发明提出的新型的补偿器将解决这一问题。

本发明的补偿器电路如附图2所示，包括三个运算放大器及外围电阻、电容；第一运算放大器的同相输入端接地，反相输入端接电阻R₄和R₁的一端，R₄的另一端是补偿器的输入端，R₁的另一端与电容C₁的一端相连，C₁的另一端与第一运算放大器的输出端相连；第二运算放大器的同相输入端接地，反相输入端接电阻R₅和R₆的一端，R₅的另一端与第一运算放大器的输出端相连，R₆与第二运算放大器的输出端相连，电阻R₂的一端与第一运算放大器的输出端相连，另一端与电容C₂的一端相连，C₂的另一端与第二运算放大器的反相输入端相连，电阻R₃的一端与第二运算放大器的反相输入端相连，另一端与电容C₃的一端相连，C₃的另一端与第二运算放大器的输出端相连；第三运算放大器的同相输入端接地，反相输入端接电阻R₇和R₈的一端，R₇的另一端与第二运算放大器的输出端相连，R₈的第三运算放大器的输出端相连，电容C₄与R₈并联，所述第三运算放大器的输出端是补偿器的输出端。

本发明将通过合理设计零、极点的位置，实现在0.1f_b～10f_b(f_b为设定的基准频率)内均能达到60度相位补偿的目标。本发明的补偿器的传递函数为：

由上式可知，可以将G_v2(s)拆分为四个传递函数，其中，在低频段起主导作用的是一个单零点补偿器，G_{v2_a}(s)；在中频段起主导作用的是两个单零单极补偿器，G_{v2_b}(s)和G_{v2_c}(s)；在高频段起主导作用的是一个单极点补偿器，G_{v2_d}(s)。它们的零极点分布如下表所示：

表1 本发明的补偿器的零极点分布

若要满足设计需求，各传递函数在不同频点存在如下关系：

按照上述算式优化本发明的补偿器中的各参数，得到参数计算表2。

表2 优化后的本发明的补偿器的各元件参数

其中，R_b、C_b分别为电阻、电容基数，它们与基准频率之间的关系为1/(2πR_bC_b)＝f_b。

附图3(a)和附图3(b)中的灰线即为本发明的补偿器在f_b＝1kHz时的频率特性曲线。由图可知，在100Hz～10k Hz范围内，本发明的补偿器的幅频以6.7dB/dec下降，而相频持续维持在-30度左右。在实际应用中，本发明的补偿器比传统II型补偿器的调试方法更为简单，因为它的相角补偿角度稳定且持续频段较宽，仅改变幅频的增益即可，这可以直接通过更改R₄、R₇的阻值而不影响各零极点的位置。

为检验本发明的补偿器的效果，在其他参数完全相同的情况下，将传统II型补偿器以及本发明的补偿器分别作为多相交错并联Boost变换器的电压外环控制器，得到的单相以及三相情况下的外环Bode图，如附图4(a)-(d)所示。在单模块的情况下，两种补偿器的穿越频率(365Hz)以及相角裕度(69.5度)基本一致；而当模块数量增加至三个时，穿越频率增加至875Hz，本发明的补偿器控制下的外环仍具备66.7度的相角裕度，而传统II型补偿器控制下的相角裕度迅速减小至47.1度，此时的电源处在较临界状态。

在仿真中对比两种补偿器的作用效果，如附图5所示，单模块时的动态切载效果基本相同；三模块时，本发明的补偿器控制下的多相交错Boost输出电压(灰色)的超调量小且恢复时间短，优于传统II型补偿器的控制效果(黑色)。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。