一种微型光伏并网逆变器和控制方法与流程

本申请涉及一种微型光伏并网逆变器和控制方法，能够将来自光伏面板的直流电能转化为与公共交流电网同频同相的交流电能并注入公共电网，实现可循环清洁能源的利用与转化。

背景技术：

目前，微型光伏并网逆变器的拓扑结构主要为正激和反激结构，其中正激结构需要去耦变压器，元器件较多，成本较高，不适用于小功率使用和普及；反激结构由于其原边漏感存在，在每个开关周期关断时，原边漏感产生的高压脉冲尖峰容易造成元器件损坏，传统的RCD(Resistance Capacitance Diode)箝位电路被应用于反激结构中，用来吸收漏感能量和高压脉冲，但其是将此漏感能量转化为热能损失，效率较低。

现有技术中，主要包括以下两种技术方案：

(1)中国专利申请的201210012195.2中公开了采用交错并联有源箝位的反激式光伏并网逆变器，该发明结构有助减小了输出电流纹波，又实现了漏感能量吸收和有效利用，提高了效率，并改善了高频电路的EMI特性。

(2)中国专利申请的201110186983.9中公开了一种太阳能光伏并网交错并联反激逆变器，降低了并网电流的THD。

上述两种方案虽然有一定的实际效果，但均存在一些问题。例如，方案(1)中的有源箝位电路并联于变压器原边，对该有源箝位电路的元器件特性要求比较高，箝位电容耐压值高，箝位辅助开关管的耐压值和驱动电路要求高。方案(2)中没有针对反激中存在的漏感而设计的箝位电路，漏感容易造成器件损坏和系统效率降低。另外方案(1)和方案(2)中都采用了交错并联的结构，但是并没有设置均衡调控两路反激结构负载功率的功能，容易由于物理原因或者干扰导致两路负载不均衡，某一路功率负载过大，损坏元器件或引起温度升高而导致系统不稳定。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种微型光伏并网逆变器和控制方法，以克服现有技术中的问题。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：

本申请实施例公开一种微型光伏并网逆变器，将来自光伏面板的直流电能转化为与公共交流电网同频同相的交流电能并注入公共电网，所述逆变器包括依次连接在光伏面板和公共电网之间的功率解耦模块、交错并联反激模块、全桥逆变模块和LC滤波模块，所述功率解耦模块、交错并联反激模块、全桥逆变模块和LC滤波模块分别与控制单元连接，所述交错并联反激模块包括两路带负载均衡和有源箝位功能的反激电路，该两路反激电路的结构和参数相同，且在开关周期内，该两路反激电路相互交替180°工作。

优选的，在上述的微型光伏并网逆变器中，所述反激电路包括实现有源箝位和负载均衡功能的电路单元。

优选的，在上述的微型光伏并网逆变器中，每路所述反激电路分别包括主开关管、箝位开关管、主变压器，有源箝位电路和电流采样器，所述主开关管置于电流采样器和地之间，所述电流采样器连接主变压器和主开关管，所述有源箝位电路包括箝位电容和箝位辅助开关管，所述箝位电容置于主开关管的漏极和箝位开关管的漏极之间，所述箝位辅助开关管置于箝位电容和地之间。

优选的，在上述的微型光伏并网逆变器中，每路所述反激电路还包括输出二极管和滤波电容，该输出二极管和滤波电容置于变压器副边，连接后级部分。

优选的，在上述的微型光伏并网逆变器中，所述主开关管为N沟道金属氧化物半导体场效应管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)。

优选的，在上述的微型光伏并网逆变器中，所述箝位辅助开关管为P沟道的MOSFET。

优选的，上述P沟道MOSFET驱动电路相对于N沟道MOSFET较为容易，且箝位辅助开关管和箝位电容并联于主开关管的漏源极两侧，相对于并联于变压器原边两测耐压值较低，可降低成本。

优选的，在上述的微型光伏并网逆变器中，所述电流采样器为电流互感器，所述电流互感器原边连接主开关管和主变压器，副边连接采样电阻。

优选的，在上述的微型光伏并网逆变器中，所述控制单元包括电流环和前馈电压环双环控制，所述电流环用以跟踪和采样电网电压幅值和相位及输出电压与电流幅值相位，与参考电流值进行比较，经过电流补偿，配合电压前馈环节，得到控制反激部分占空比的参数，输出到占空比控制器中，控制输出与电网电压同相位的电流。

优选的，在上述的微型光伏并网逆变器中，所述控制单元还包括负载均衡控制模块，该负载均衡控制模块在每个开关周期内根据两路带负载均衡的有源箝位反激拓扑输出平均电流大小的差异，生成一个微小的变量，输出到该路占空比控制器当中，改变两路反激部分的驱动脉冲占空比，使两路结构达到负载均衡的效果。

相应的，本申请还公开了一种微型光伏并网逆变器的控制方法，每路所述带负载均衡的有源箝位反激拓扑中，在开关周期内，所述主开关管与箝位辅助开关管交替导通，逆变器工作于断续模式(DCM，Discontinuous Conduction Mode)。

优选的，在上述的微型光伏并网逆变器的控制方法中，在一个开关周期当中，当主开关管导通时，相对应箝位辅助开关管关闭，当主开关管关断后，经过一段死区时间后相对应辅助开关管导通，下一次开关周期开始之前，相对应箝位辅助开关管关闭，经过一段死区时间后,主开关管导通，开始新的开关周期。

优选的，在上述的微型光伏并网逆变器的控制方法中，死区时间内两路带负载均衡和有源箝位特性的反激电路均不工作，死区时间大于主开关管开启时间最大值和箝位辅助开关管关断时间最大值之和，小于变压器原边漏感与箝位电容谐振周期的四分之一。

与现有技术相比，本发明的优点在于：

(1)、本发明交错并联的反激拓扑具有有源箝位和负载均衡特性，有源箝位电路不仅能够在反激主开关关断时，将反激主开关的漏源电压箝置在一个安全范围内，保证了反激主开关的安全，而且收集并循环利用变压器原边漏感的能量，提高了整体系统的效率；

(2)、本发明的交错并联两路反激电路在开关周期内交替工作，可以有效减小变压器体积和增大功率密度，有效减少了元器件数量，减小了输出电流纹波，减小了耦合电容体积，减少了成本，更加适合应用分布式光伏发电和光伏建筑一体化应用；

(3)、本发明的交错并联反激拓扑中的负载均衡特性能够实时调整两路反激电路的输出电流大小，避免了因物理参数差异或干扰造成的负载不均衡，进而引起热量温度上升，损坏了系统。该特性有效保护了元器件，提高了系统的稳定性。

(4)、本发明中的反激部分工作于DCM模式下，只需控制反激部分主开关管驱动脉冲的占空比根据电网电压的相位和参考电流的幅值变化，即可输出与电网电压同频同相的电流，控制简单，成本低，易于实现。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1所示为本发明具体实施例中微型光伏并网逆变器的原理方框图；

图2所示为本发明具体实施例中带负载均衡和有源箝位特性的交错并联反激部分的电路图；

图3所示为本发明具体实施例中反激拓扑结构工作原理波形图；

图4所示为本发明具体实施例中带负载均衡和有源箝位特性的反激部分工作在DCM模式的原理示意图；

图5所示为本发明具体实施例中逆变器的整体控制原理示意图；

图6所示为本发明具体实施例中PI(Proportional Integral)控制原理的框图；

图7所示为本发明具体实施例中控制两路反激结构电流负载均衡的控制原理的框图；

图8所示为本发明具体实施例中带负载均衡的交错并联有源箝位反激部分的开关管驱动控制示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行详细的描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

结合图1所示，微型光伏并网逆变器，将来自光伏面板的直流电能转化为与公共交流电网同频同相的交流电能并注入公共电网，该逆变器功率输出最大可达250瓦，属于小功率范围，每个反激部分可承受最大功率不超过200瓦。

逆变器包括依次连接在光伏面板和公共电网之间的功率解耦模块、交错并联反激模块、全桥逆变模块和LC滤波模块，功率解耦模块、交错并联反激模块、全桥逆变模块和LC滤波模块分别与控制单元连接，交错并联反激模块包括两路反激电路，该两路电路拓扑、元器件及参数相同，在开关周期内，相互交替180°工作。

该技术方案中，该逆变器采用的是带负载均衡和有源箝位特性的交错并联反激模块，输出最高功率不超过250瓦，适合分布式光伏发电系统和光伏建筑一体化应用。

该技术方案中，相对于传统的正激电路，反激电路不需要去耦变压器，减少了元器件数量和体积，节省了成本和占用空间，更加适合于小功率应用。

相对于传统反激拓扑结构中采用的RCD箝位电路将变压器原边漏感能量以热量形式释放，提高了系统温度，降低了效率，也缩短了系统的寿命，本发明所采用交错并联的有源箝位反激拓扑能够有效提高系统效率，不会引起温度升高，减小了系统纹波，延长了系统寿命。

图2是所示为带负载均衡和有源箝位的交错并联反激结构200，该反激结构200由两个硬件结构相同的带负载均衡和有源箝位特性的反激拓扑部分201和202组成，其中两个反激拓扑部分在一个开关周期内交错180°轮流工作，两个反激拓扑部分交替工作中间有死区时间，死区时间内两反激部分均不工作，死区时间大于主开关管开启时间最大值和箝位辅助开关管关断时间最大值之和，小于变压器原边漏感与箝位电容谐振周期的四分之一。

每一路带负载均衡和有源箝位特性的反激拓扑结构由主反激部分、有源箝位部分和电流采样部分组成，以第一部分带负载均衡特性的有源箝位反激拓扑部分201为例，主要由变压器TR1，电流互感器CT1，电流采样电阻R1,反激主开关管Q1，箝位电容Cclamp1和箝位开关管Q2以及与主变压器副边相连接的输出二极管D1和滤波电容C1组成，此处为了说明方便，将变压器原边线圈漏感以单独元件Lleakage1表示出来。

其中，主反激部分变压器TR1连接光伏面板和后极输出，有能量变换和隔离的作用，电流互感器CT1原边置于变压器原边和反激主开关管Q1之间，电流采样电阻R1置于电流互感器CT1副边连接后级处理电路，反激主开关管Q1置于变压器CT1和地之间，输出二极管D1和滤波电容C1置于变压器TR1副边，连接后级部分。有源箝位部分箝位电容Cclamp1连接反激主开关管漏极和箝位辅助开关管Q2漏极，箝位辅助开关管Q2置于箝位电容Cclamp1和地之间。

进一步地，反激主开关管Q1使用耐高压，耐大电流的N沟道MOSFET实现反激部分主电路的通断。

进一步地，有源箝位电路辅助开关管使用P沟道的MOSFET控制通断，其与本路反激主开关交替导通。

该技术方案中，相对于单独的一路反激结构，由于工作在开关切换状态，输出纹波较大，需要用较大容量和体积的滤波电容，且当纹波较大时，易引起温度上升，降低系统安全性和效率。本发明采用的带负载均衡的交错并联有源箝位的两路反激拓扑结构，两路反激结构在一个开关周期内，交错180度交替工作，这样输出的等效纹波大大减小，可有效减小滤波电容体积和提高系统效率和寿命。

结合图3所示，在一个开关周期内，反激主开关管Q1和箝位开关管Q2也是交替工作，中间一段死区时间，死区时间内两管不导通。反激主开关管Q1导通时，变压器磁芯T1储存能量，次级侧二极管D1反向截止不导通，当主开管管Q1关断时，次级二极管D1正向导通，变压器TR1存储的能量传递到次级侧，原边漏感Lleakage1与箝位电容Cclamp1发生了谐振，此时电流从漏感流向箝位电容，箝位电容充电，收集漏感释放的能量，当箝位辅助开关管Q2打开时，此时，储存在箝位电容Cclamp1中的能量开始释放能量，电流改变流动方向，开始由箝位电容流出，箝位电容内存储的能量也循环释放到次级侧负载，有效利用了漏感能量，减少了能量的损失，提高了系统效率，并且由于箝位电容的作用，反激主开关管在关断时漏源级电压被箝位在一个安全值以内，有效保护了主开关管，提高了系统的安全性。

该技术方案中，通过有源箝位电路能实现更高的效率，另外两路反激交替工作，可以有效减少输出的纹波，可以减小滤波电容体积和容量，提高系统的寿命。

该技术方案中，反激电路正常工作时，主开关关断时由于变压器原边漏感会产生的高脉冲电压，本发明所采用的有源箝位电路，可在反激主开关关断后打开，利用箝位电容箝位电压，使反激主开关的漏源间电压值处于安全范围内，有效保护了反激主开关，并利用漏感和箝位电容谐振可以有效收集和循环利用漏感存储的能量，提高了整体效率。

结合图4所示，反激部分工作于DCM下，即每个开关周期内，原边励磁电感电流都会回到零电流点。

为了分析说明DCM模式的工作原理，假设光伏组件的输出功率保持不变，电路已经进入稳态。同时假设反激逆变器的输入电容足够大，可以忽略输入电压的纹波。当反激逆变器原边主开关管Q1导通时，变压器励磁电感Lm电流从零开始上升。导通时间t_on结束时的电流峰值i_p,peak可以表示为：

其中，θ_g是电网电压的相位角，V_pv是反激逆变器的输入电压，即光伏面板输出电压，Lm是变压器的励磁电感。

当原边主开关Q1关断后，储存在励磁电感中的能量转移到了变压器的副边，副边二极管的电流开始下降。理想情况下电网电压v_g可以为：

其中V_g是电网电压的有效值，那么二极管电流下降到零所需要的时间t_off可以表示为：

其中N是变压器副边匝数与原边匝数之比。根据式(Ⅰ)和(Ⅲ)，一个开关周期内变压器副边电流的平均值可以表示为：

由上式可以看出只要主开关Q1的导通时间t_on随着相位角以正弦形式变化，就可以保证并网电流的正弦化。因此，主开关Q1的占空比可以表示为：

其中D_p是半个工频周期内占空比d的峰值。通过控制D_p的大小可以控制并网电流的大小。

该技术方案中，反激拓扑工作于电流DCM下，相对于断续和临界(BCM,Boundary ConductionMode)混合模式下，需要时刻关注功率变化计算进而判断进入DCM模式或BCM模式，DCM模式具有控制简便，易于实现的特点，只需控制两路反激主开关的驱动波形的占空比按照电网电压相位和参考电流幅值变化，即可完成反激输出电流跟随电网电压频率和相位的要求。

结合图5所示，整个系统控制环500由电流环和前馈电压环组成，其中电流环501主要用来跟踪和采样电网电压幅值和相位及输出电压与电流幅值相位，与参考电流值进行比较，经过调节即电流补偿502，配合电压前馈环节503，控制输出与电网电压同相位的电流，整个反激逆变器部分工作于电流DCM模式，可减小开关损且控制方法简便，易于控制和实现，实现成本相对于DCM&BCM较低；电压环和电流环共同实现光伏面板电压采样和输出功率采样，配合算法实现MPPT功能。负载均衡部分504主要用来检测和控制两个并联的有源箝位反激部分的工作状况，保持两路电流的均衡。

结合图6所示，整个PI控制环路由电流环和电压前馈两部分组成，实时采样的输出电流值Iac与软件参考电流值Iref相比较，经过PI控制后再与电压前馈相比较，得到控制反激部分占空比的参数，输出到占空比控制器中。

结合图7所示，是负载均衡控制原理图，串联于电路中的电流互感器CT1和CT2实时检测出两路反激部分输出平均电流，相比较，当发现出现差异时，表明两路反激电路出现不均衡的状况，该电流差值会进入一个PI控制环路，生成一个微小的变量，输出到占空比控制器当中，改变两路反激部分的驱动脉冲占空比。这样可以使由于物理特性或者干扰等情况造成某一路电流过大或过小，造成系统工作不正常，造成温度升高，损坏系统。该负载均衡控制可以保证系统在安全高效的情况下稳定工作。

该技术方案中，本案采用的带负载均衡模块具有调节负载均衡的特性，即控制系统检测两路反激电路的平均输出电流，当检测到由于物理特性或者干扰等原因造成两路反激电路输出电流不一致时，会产生一个微调量，该微调量会进入产生驱动脉冲的控制当中，使两路驱动脉冲的占空比宽度发生相反的变化，即检测到输出电流较大的路占空比略微减小，输出电流较小的路占空比略微增大。负载均衡特性保证了两路反激结构的功率均衡，避免了因为功率不均衡造成的温度升高或元器件损坏，极大的提高了系统的稳定性。

结合图8所示，来自PI控制器和负载均衡控制器的参数会相加得到的值得到控制占空比的参数，然后与三角载波信号进行比较，且两部分的三角载波信号频率和幅度一致，单相位相差180度，比较后得到两路反激部分主开关管的驱动信号，每一路反激部分有源箝位辅助开关管的驱动波形与本路反激主开关管的驱动波形幅值大小和频率相同，相位相差180度。

通过工作波形图可知：箝位电压和反激输出电流的包络都是为100Hz的半正弦波形；在反激主开关管关断瞬间，会有一个由于漏感产生的一个高脉冲电压，但由于有源箝位的存在，箝位电容将该电压值箝位控制在一个安全的范围内；两路反激工作效果相同，都输出相同频率和幅值的半正弦波电流。

对于本发明所涉及的微型光伏并网逆变器，由于适合大部分光伏面板的电压和功率应用，用户只需将此微型逆变器固定安置在光伏面板后侧，连接光伏面板和公共电网，开启开关便可使用该系统，所以具有可以尽可能简单地实现能量转换的效果。

需要说明的是，而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上所述仅是本申请的具体实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本申请的保护范围。