一种0°~360°数字移相控制方法及系统与流程

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种0°～360°数字移相控制方法及系统。

背景技术：

传统PWM控制方式通过调整脉冲宽度来实现控制，开关方式为硬开关，由于开关器件及与之相连的器件存在不可避免的寄生参数，使得通过开关器件的电压和电流不是纯方波，因此功率管在开关过程中会产生开关器件的电压电流波形交叠现象，从而产生开关损耗。而且随着频率的增加，开关损失在全部损失中所占比例也随之成正比增加。移相式PWM控制方式通过移动滞后桥臂的移相角来实现有效输出脉宽的变化，开关方式为软开关，能较好地克服传统PWM技术的缺点。它通过移相使全桥的四个开关轮流导通，在同一桥臂的两个开关管轮流导通过程中，利用变压器的漏感与开关管的输出寄生电容组成谐振腔，使电容上的电压以最快的速度放电，保证开关管处于零电压开关状态(ZVS)，从而避免了开关工作过程中电压电流的重叠，实现超前臂的零电压开关和滞后臂的零电流开关，减小功率损耗，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器装置提高开关频率和效率降低尺寸及重量提供了良好的条件。

对于单个移相全桥来说，一般只需要移相0°～180°即可实现所需要的功能。但是对于存在多个全桥的电路，如果控制上需要每个全桥内部都实现0°～180°的移相控制，同时在全桥之间还要设置一定的移相角度来实现错位同步，那对于除了作为基准的全桥之外的其他全桥，其内部移相角无疑要大于180°。而目前的移相控制算法，由于产生机制的问题，大多数不能跨越180°这个界限，导致在需要大于180°移相的时候无能为力。甚至在某些场合，需要在移相的同时改变占空比，这会给目前大多数的移相算法带来非常复杂的算法处理，甚至不能实现。

由于移相控制的软开关特性，其开关损耗大大降低，所以通常为了减小装置体积和重量，增加装置紧凑型和功率密度，开关频率会被提高，通常要达到几十kHz到几百kHz，这也就意味着其开关周期非常小，一般为几十到几百us级。而周期越短，实现小角度的精确微调越难，单位角度的移相时间要到ns级。

技术实现要素：

针对目前多数移相控制算法只能实现0°～180°范围内的移相，且不能随意调整占空比，或者很难实现占空比的调整的问题，本发明提出一种0°～360°数字移相控制方法及系统，其在容易出现问题的180°点和360°点能够实现非常平滑的切换，还可以非常方便的实现在任意角度移相的基础上，任意变化占空比，且不影响死区的生成。

实现上述技术目的，达到上述技术效果，本发明通过以下技术方案实现：

一种0°～360°数字移相控制方法，包括：

生成一对互补的第一参考波和第二参考波，二者的占空比和频率均相同；

选择移相控制桥电路的其中一个桥臂作为超前桥臂，其余桥臂均作为滞后桥臂；

将超前桥臂上开关管的控制信号与第一参考波对齐，将第一参考波或者第二参考波作为滞后桥臂上的开关管的初始控制信号，并对滞后桥臂的初始控制信号进行移相，生成滞后桥臂上所有开关管的控制信号，使得滞后桥臂相对于超前桥臂滞后设定的移相角度，移相角度的范围为0°～360°，从而完成0°～360°数字移相控制。

优选地，当移相角度的范围为0°～180°时，记移相角度为α，超前桥臂的控制信号不变，将第一参考波作为滞后桥臂上的开关管的初始控制信号，且将第一参考波向后移相α，生成滞后桥臂上所有开关管的控制信号，当采用FPGA实现时，分别将第一参考波的上升沿和下降沿向后延迟角度α，所对应的移相时间为(α/360)*T，其中T为第一参考波的周期。

优选地，当移相角度的范围为180°～360°时，记移相角度为β，超前桥臂的控制信号不变，将第二参考波作为滞后桥臂上的开关管的初始控制信号，且将第二参考波的向后移相β-180，生成滞后桥臂上所有开关管的控制信号，当采用FPGA实现时，分别将第二参考波的上升沿和下降沿向后延迟角度β-180，所对应的移相时间为(β-180)/360*T，其中T为第二参考波的周期。

优选地，所述的一种0°～360°数字移相控制方法，还包括生成所需要的占空比，具体包括：

设定开关管控制信号的初始占空比为D，高电平时间为N；

判断占空比的调整需求；

对超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制信号的波形的上升沿进行移相，使得新生成的控制信号的占空比为(N±t)/T，且(N±t)<T/2，其中t为改变占空比移相时间，T为参考波周期。

优选地，所述的一种0°～360°数字移相控制方法，当判断出需要减小占空比时，对已生成的超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制信号的波形的上升沿进行向后移相，使得新生成的控制信号的占空比为(N-t)/T，其中t为改变占空比移相时间，T为参考波周期；当判断出需要增大占空比时，对已生成的超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制信号的波形的上升沿进行向前移相，使得新生成的控制信号的占空比为(N+t)/T，其中t为改变占空比移相时间，T为参考波周期。

优选地，所述的一种0°～360°数字移相控制方法，还包括生成所需要的死区，具体包括：

将超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制信号的波形的上升沿后移t+t_dead，且(t+t_dead)＜T/2，其中t_dead为生成死区移相时间，T为参考波周期。

优选地，所述的一种0°～360°数字移相控制方法，其特征在于：还包括生成所需要的死区，具体包括：

优选地，将超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制信号的波形的上升沿后移t_dead，t_dead＜T/2，其中t_dead为生成死区移相时间，T为参考波周期。

一种0°～360°数字移相控制系统，其特征在于，包括：

参考波生产模块：用于生成一对互补的第一参考波和第二参考波，二者的占空比和频率均相同；

超前桥臂和滞后桥臂设定模块：用于选择移相控制桥电路的其中一个桥臂作为超前桥臂，其余桥臂均作为滞后桥臂；

0°～360°数字移相控制控制模块：将超前桥臂上开关管的控制信号与第一参考波对齐，将第一参考波或者第二参考波作为滞后桥臂上的开关管的控制信号，并对滞后桥臂的控制信号进行移相，生成滞后桥臂上所有开关管的控制信号，使得滞后桥臂相对于超前桥臂滞后设定的移相角度，移相角度的范围为0°～360°，从而完成0°～360°数字移相控制。

优选地，所述的一种0°～360°数字移相控制系统，还包括占空比生成模块，所述占空比生成模块具体包括：

设定开关管控制信号的初始占空比为D，高电平时间为N；

判断占空比的调整需求；

对超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制波的上升沿进行移相，使得新生成的控制信号的占空比为(N±t)/T，且(N±t)<T/2，其中t为改变占空比移相时间，T为参考波周期。

优选地，所述的一种0°～360°数字移相控制系统，还包括死区生产模块，所述死区生产模块具体包括：

将权利要求8中已生成的超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制波形的上升沿后移t_dead，t_dead＜T/2，其中t_dead为生成死区移相时间，T为参考波周期；

或者将权利要求9中新生成的超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制波形的上升沿后移t+t_dead，且(t+t_dead)＜T/2，其中t_dead为生成死区移相时间，T为参考波周期。

本发明的有益效果：

(1)能够实现0°～360°的全范围移相，且调整过程平滑，调整精度高；

(2)能够在移相的基础上实时调整占空比，且不影响死区的生成；

(3)调节精度非常高，能够达到2个系统晶振周期。

附图说明

图1为典型的移相控制全桥电路；

图2为0°～360°移相控制的实现算法示意图；

图3为同时进行移相控制与占空比调节算法示意图；

图4为同时进行移相控制、占空比调节与死区生成算法示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

下面结合附图对本发明的应用原理作详细的描述。

实施例一

一种0°～360°数字移相控制方法，包括：

生成一对互补的第一参考波和第二参考波，二者的占空比和频率均相同；

选择移相控制桥电路的其中一个桥臂作为超前桥臂，其余桥臂均作为滞后桥臂；

将超前桥臂上开关管的控制信号与第一参考波对齐，将第一参考波或者第二参考波作为滞后桥臂上的开关管的初始控制信号，并对滞后桥臂的初始控制信号进行移相，生成滞后桥臂上所有开关管的控制信号，使得滞后桥臂相对于超前桥臂滞后设定的移相角度，移相角度的范围为0°～360°，从而完成0°～360°数字移相控制。

上述方案中，使用一对互补的，占空比(优选为50％)相同的方波作为参考波形，在不同的工况下，根据实际需要选取其中一个作为参考进行移相。利用沿(包括上升沿和下降沿)进行数字式移相控制，精度可达2个系统晶振周期。

所述的一种0°～360°数字移相控制方法，当前述的移相角度的范围为0°～180°时，记移相角度为α，保持超前桥臂的控制信号不变，将第一参考波作为滞后桥臂上的开关管的初始控制信号，且将第一参考波向后移相α，生成滞后桥臂上所有开关管的控制信号，当采用FPGA实现时，分别将第一参考波的上升沿和下降沿向后延迟角度α，所对应的移相时间为(α/360)*T，其中T为第一参考波的周期；

当前述的移相角度的范围为180°～360°时，记移相角度为β，保持超前桥臂的控制信号不变，将第二参考波作为滞后桥臂上的开关管的初始控制信号，且将第二参考波的向后移相β-180，生成滞后桥臂上所有开关管的控制信号，当采用FPGA实现时，分别将第二参考波的上升沿和下降沿向后延迟角度β-180，所对应的移相时间为(β-180)/360*T，其中T为第二参考波的周期。

上述方案中，在0°～180°移相时，以第一参考波为基础进行移相，在180°～360°移相时，以第二参考波为基础进行移相，当移相角度为(180-)°时(即靠近180°，但是小于180°)，使用第一参考波移相(180-)°，与第二参考波非常接近，此时切换到第二参考波的过程非常平滑，不会造成波形的任何抖动和断续。

实施例二

本实施例与实施例一的区别在于：所述的一种0°～360°数字移相控制方法，还包括生成所需要的占空比，具体包括：

设定开关管控制信号的初始占空比为D，高电平时间为N

判断占空比的调整需求；

对超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制波的上升沿进行移相，使得新生成的控制信号的占空比为(N±t)/T，且(N±t)<T/2，其中t为改变占空比移相时间，T为参考波周期。

具体地：(1)当判断出需要减小占空比时，对已生成的超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制波的上升沿进行向后移相，使得新生成的控制信号的占空比为(N-t)/T，其中t为改变占空比移相时间，T为参考波周期；(2)当判断出需要增大占空比时，对已生成的超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制波形的上升沿进行向前移相，使得新生成的控制信号的占空比为(N+t)/T，其中t为改变占空比移相时间，T为参考波周期。

其余部分均与实施例一相同。

本实施例的方案中，以实施例一中的参考波为基础，通过延迟上升沿可产生范围为0～50％的占空比。

实施例三

本实施例与实施例一的区别在于，所述的一种0°～360°数字移相控制方法，还包括生成所需要的死区，具体包括：

当只需要生成死区时，将超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制波形的上升沿后移t_dead，t_dead＜T/2，其中t_dead为生成死区移相时间，T为参考波周期。

实施例四

本实施例与实施例二的区别在于：所述的一种0°～360°数字移相控制方法，还包括生成所需要的死区，具体包括：

当同时需要改变占空比和生成死区时，超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制波形的上升沿后移t+t_dead，且(t+t_dead)＜T/2，其中t_dead为生成死区移相时间，T为参考波周期。

本实施例中，死区的生成算法，是在占空比生成算法的基础上，叠加延迟上升沿相应的时间获得。

实施例五

一种0°～360°数字移相控制系统，包括：

参考波生产模块：用于生成一对互补的第一参考波和第二参考波，二者的占空比和频率均相同；

超前桥臂和滞后桥臂设定模块：用于选择移相控制桥电路的其中一个桥臂作为超前桥臂，其余桥臂均作为滞后桥臂；

0°～360°数字移相控制控制模块：将超前桥臂上开关管的控制信号与第一参考波对齐，将第一参考波或者第二参考波作为滞后桥臂上的开关管的控制信号，并对滞后桥臂的控制信号进行移相，生成滞后桥臂上所有开关管的控制信号，使得滞后桥臂相对于超前桥臂滞后设定的移相角度，移相角度的范围为0°～360°，从而完成0°～360°数字移相控制。优选地，当移相角度的范围为0°～180°时，记移相角度为α，超前桥臂的控制信号不变，由第一参考波控制滞后桥臂上的开关管，且将第一参考波向后移相α，生成滞后桥臂上所有开关管的控制信号，当采用FPGA实现时，分别将第一参考波的上升沿和下降沿向后延迟角度α，所对应的移相时间为(α/360)*T，其中T为第一参考波的周期；当移相角度的范围为180°～360°时，记移相角度为β，超前桥臂的控制信号不变，由第二参考波控制滞后桥臂上的开关管，且将第二参考波的向后移相β-180，生成滞后桥臂上所有开关管的控制信号，当采用FPGA实现时，分别将第一参考波的上升沿和下降沿向后延迟角度β-180，所对应的移相时间为(β-180)/360*T，其中T为第二参考波的周期。

实施例六

本实施例与实施例五的区别在于，所述的一种0°～360°数字移相控制系统，还包括占空比生成模块，所述占空比生成模块具体包括：

设定开关管控制信号的初始占空比为D，高电平时间为N；

判断占空比的调整需求；

对超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制波的上升沿进行移相，使得新生成的控制信号的占空比为(N±t)/T，其中t为改变占空比移相时间，T为参考波周期。

优选地，(1)当判断出需要减小占空比时，对前述已生成的超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制波的上升沿进行向后移相，使得新生成的控制信号的占空比为(N-t)/T，其中t为改变占空比移相时间，T为参考波周期；(2)当判断出需要增大占空比时，对前述已生成的超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制波形的上升沿进行向前移相，使得新生成的控制信号的占空比为(N+t)/T，其中t为改变占空比移相时间，T为参考波周期。

实施例七

本实施例与实施例五的区别在于，所述的一种0°～360°数字移相控制系统，还包括死区生产模块，所述死区生产模块具体包括：

将已生成的超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制波形的上升沿后移t_dead，t_dead＜T/2，其中t_dead为生成死区移相时间，T为参考波周期

实施例八

本实施例与实施例六的区别在于，将新生成的超前桥臂和滞后桥臂上所有开关管的控制波形的上升沿后移t+t_dead，且(t+t_dead)＜T/2，其中t_dead为生成死区移相时间，T为参考波周期。

实施例九

下面结合图1中的典型的移相控制全桥电路对本发明的移相方法进行详细说明。

一种0°～360°数字移相控制方法可分为以下几个步骤：

Step1：根据实际系统的工作频率，生成频率相同，占空比均为50％的一对互补的参考波1(第一参考波)和参考波2(第二参考波)，如图2～图4所示，参考波1和参考波2为一对互补的50％占空比的方波。

Step2：选择其中一个桥臂作为超前桥臂，如图1所示，选择由MOS管S1和S2组成的桥臂作为超前桥臂，将超前桥臂的控制方波信号与参考波1对齐，因此认为超前桥臂的移相角为0°，其他桥臂都称为滞后桥臂，即图1中由MOS管S3和S4组成的桥臂，它们相对于超前桥臂都滞后一定的角度，这个角度范围为0°～360°。

Step3：生成滞后桥臂的控制信号：此时保持超前桥臂的控制信号不变，以参考波1为基础向后移相一定的角度。如图2所示。当移相角为α时，(α的区间为0°～180°)，以参考波1为基础，向后移相角度α。当用FPGA实现时，分别将参考波1的上升沿和下降沿向后延迟角度α，所对应的时间(α/360)*T即可，其中T为第一参考波的周期。当移相角为β时，(β的区间为180°～360°)，以参考波2为基础，向后移相角度(β-180°)。当用FPGA实现时，分别将参考波2的上升沿和下降沿向后延迟角度(β-180°)所对应的时间(β-180)/360*T。如图2所示，移相角指的是MOS管S1和S4之间，MOS管S2的控制信号的波形与S1的控制信号的波形互补，S3的控制信号的波形与S4的控制信号的波形互补。

Step4：生成所需要的占空比：当不需要改变占空比时，本步骤可以略过。根据步骤Step3可获得占空比为50％的移相方波，如果需要减小占空比，则需要在已生成的所有开关管的控制信号的基础上，对其上升沿再进行一定的移相，新生成的控制波形的占空比为(0.5*T-t)/T，其中t为改变占空比移相时间，T为参考波周期。如图3所示。

Step5：生成所需要的死区：与改变占空比的方法类似，在步骤Step4生成的所有开关管控制波形的基础上，对其上升沿进行一定的移相，只是这个移相时间相比于参考波周期而言非常短。如果需要同时改变占空比和死区，这两个步骤可以合二为一，需要在步骤step3的基础上后移t+t_dead，且(t+t_dead)＜T/2，至此，所需移相角、占空比和死区的控制波形已经生成。

图1～图4对应的是都是一个H全桥，对于具有多个H全桥的移相控制全桥电路，选择所有H桥的超前桥臂中移相角度最小的桥臂(不移相记为移相角度为0)，将其控制信号与第一参考波对齐，其他所有桥臂上的开关管的控制信号均通过上述Step1-Step5中的一个或者多个步骤来生成。

综上所述：

本发明采用一对互补、且占空比相同的方波作为参考波，能够产生多组、相互之间具有0°～360°任意移相角、且占空比任意可变(0～50％可变)的方波，不存在丢失脉冲的情况。且调节过程平滑过渡，调节精度非常高，可达2个系统晶振周期。本发明可应用于任何需要进行0～360°全范围移相控制，或者移相角任意可调和占空比任意可调的应用场合。且本发明已经在FPGA上得到实现和验证。

以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。