一种基于阻抗网络的半桥逆变器的制作方法

本发明涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种基于阻抗网络的半桥逆变器。

背景技术：

随着电力电子技术的日趋成熟，半桥逆变器得到了快速发展，同时，用户对于半桥逆变器的安全性能的要求也越来越高。请参照图1，图1为现有技术中的一种半桥逆变器的结构示意图，现有技术中的半桥逆变器要求半桥逆变桥臂上的两个开关管不能同时开通，如果两个开关管在交替导通的过程中因误触发导致而同时开通，会造成开关管及电源损坏，对电路造成较大的影响。另外，现有技术中的半桥逆变器的输出幅值恒定为输入直流电压的一半，一方面，输出无法调节，另一方面，只能完成降压功能。为了提高现有技术中的半桥逆变器的输出电压，常规的做法是在前级加入升压环节，如图2所示，图2为现有技术中的另一种半桥逆变器的结构示意图；或者半桥逆变器的输出端加入变压器以提高输出电压，如图3所示，图3为现有技术中的另一种半桥逆变器的结构示意图。但在半桥逆变器的前级加入升压环节增加了一个开关管，导致整体电路的控制变的复杂；在半桥逆变器的输出端加入变压器，只能加入固定匝数比的变压器，得到固定比例的输出电压，灵活性得不到满足。

因此，如何提供一种解决上述技术问题的半桥逆变器是本领域技术人员目前需要解决的问题。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种基于阻抗网络的半桥逆变器，通过第一电感、第二电感、第一电容、第二电容及第三电容构成阻抗网络，利用阻抗网络中的电感的电流不能突变的特性，使得逆变器的两个开关管可以直通并不损坏电路，具有很高的安全性。另外，该阻抗网络与半桥逆变桥臂构成升压环节，通过控制半桥逆变桥臂上的两个开关管的占空比即可实现逆变器升压或者降压，提高了半桥逆变器输出电压调节的灵活性。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种基于阻抗网络的半桥逆变器，包括直流电源、二极管、第一开关管及第二开关管，还包括第一电感、第二电感、第一电容、第二电容及第三电容，其中：

所述二极管的阳极与所述直流电源的正端连接，所述二极管的阴极分别与所述第一电容的第一端及所述第一电感的第一端连接，所述第一电感的第二端分别与所述第二电容的第一端及所述第一开关管的第一端连接，所述第一开关管的第二端分别与所述第二开关管的第一端及负载的第一端连接，所述第二开关管的第二端分别与所述第一电容的第二端及所述第二电感的第一端连接，所述第二电感的第二端分别与所述直流电源的负端及所述第三电容的第一端连接，所述第三电容的第二端与所述第二电容的第二端连接，其公共端与所述负载的第二端连接。

优选地，所述第一电容的容值等于所述第二电容及所述第三电容串联后的容值。

优选地，所述第一电感的电感值与所述第二电感的电感值相等。

优选地，当所述第一开关管的占空比D₁＝0.5，所述第二开关管的占空比D₂≥0.5时，所述负载的第一端的电压所述负载的第二端的电压其中，V_d为所述直流电源的输出电压。

优选地，当所述第一开关管的占空比D₁≥0.5，所述第二开关管的占空比D₂＝0.5时，所述负载的第一端的电压所述负载的第二端的电压其中，V_d为所述直流电源的输出电压。

优选地，所述第一开关管及所述第二开关管均为NMOS，其中，所述第一开关管的第一端及所述第二开关管的第一端均为NMOS的漏极，所述第一开关管的第二端及所述第二开关管的第二端均为NMOS的源极。

优选地，所述第一开关管及所述第二开关管均为IGBT，其中，所述第一开关管的第一端及所述第二开关管的第一端均IGBT的集电极，所述第一开关管的第二端及所述第二开关管的第二端均为IGBT的发射极。

本发明提供了一种基于阻抗网络的半桥逆变器，包括直流电源、二极管、第一开关管及第二开关管，还包括第一电感、第二电感、第一电容、第二电容及第三电容，其中，二极管的阳极与直流电源的正端连接，二极管的阴极分别与第一电容的第一端及第一电感的第一端连接，第一电感的第二端分别与第二电容的第一端及第一开关管的第一端连接，第一开关管的第二端分别与第二开关管的第一端及负载的第一端连接，第二开关管的第二端分别与第一电容的第二端及第二电感的第一端连接，第二电感的第二端分别与直流电源的负端及第三电容的第一端连接，第三电容的第二端与第二电容的第二端连接，其公共端与负载的第二端连接。

本发明中，第一电感、第二电感、第一电容、第二电容及第三电容构成阻抗网络，利用阻抗网络中的电感的电流不能突变的特性，使得逆变器的两个开关管可以直通并不损坏电路，具有很高的安全性。另外，该阻抗网络与半桥逆变桥臂构成升压环节，通过控制半桥逆变桥臂上的两个开关管的占空比即可实现逆变器升压或者降压，提高了半桥逆变器输出电压调节的灵活性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术中的一种半桥逆变器的结构示意图；

图2为现有技术中的另一种半桥逆变器的结构示意图；

图3为现有技术中的另一种半桥逆变器的结构示意图；

图4为本发明提供的一种基于阻抗网络的半桥逆变器的结构示意图；

图5为本发明提供的半桥逆变器在工作模式1下的工作波形图；

图6为本发明提供的半桥逆变器在第一开关管及第二开关管均开通时的工作过程示意图；

图7为本发明提供的半桥逆变器在第一开关管开通、第二开关管关断时的工作过程示意图；

图8为本发明提供的半桥逆变器在第一开关管关断、第二开关管开通时的工作过程示意图；

图9为本发明提供的半桥逆变器在工作模式2下的工作波形图；

图10为本发明提供的半桥逆变器在第一开关管开通、第二开关管关断时的工作过程示意图；

图11为本发明提供的半桥逆变器在第一开关管及第二开关管均开通时的工作过程示意图；

图12为本发明提供的半桥逆变器在第一开关管关断、第二开关管开通时的工作过程示意图。

具体实施方式

本发明的核心是提供一种基于阻抗网络的半桥逆变器，通过第一电感、第二电感、第一电容、第二电容及第三电容构成阻抗网络，利用阻抗网络中的电感的电流不能突变的特性，使得逆变器的两个开关管可以直通并不损坏电路，具有很高的安全性。另外，该阻抗网络与半桥逆变桥臂构成升压环节，通过控制半桥逆变桥臂上的两个开关管的占空比即可实现逆变器升压或者降压，提高了半桥逆变器输出电压调节的灵活性。

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参照图4，图4为本发明提供的一种基于阻抗网络的半桥逆变器的结构示意图，该半桥逆变器包括直流电源、二极管D、第一开关管S1及第二开关管S2，还包括第一电感L1、第二电感L2、第一电容C1、第二电容C2及第三电容C3，其中：

二极管D的阳极与直流电源的正端连接，二极管D的负极分别与第一电容C1的第一端及第一电感L1的第一端连接，第一电感L1的第二端分别与第二电容C2的第一端及第一开关管S1的第一端连接，第一开关管S1的第二端分别与第二开关管S2的第一端及负载的第一端连接，第二开关管S2的第二端分别与第一电容C1的第二端及第二电感L2的第一端连接，第二电感L2的第二端分别与直流电源的负端及第三电容C3的第一端连接，第三电容C3的第二端与第二电容C2的第二端连接，其公共端与负载的第二端连接。

本发明中，第一电感L1、第二电感L2、第一电容C1、第二电容C2及第三电容C3构成阻抗网络，阻抗网络中的第二电容C2、第三电容C3与第一开关管S1和第二开关管S2构成半桥变换器。

本发明利用阻抗网络中的电感的电流不能突变的特性，使半桥逆变器的两个开关管可以直通，同时，阻抗网络与半桥逆变桥臂构成升压环节，因此，本发明涉及的基于阻抗网络的半桥逆变器能够允许逆变桥臂发生短路，并不损害电路，解决了传统逆变器因逆变桥臂短路造成电路故障的情况，具有很高的安全性。另外，本发明涉及的基于阻抗网络的半桥逆变器可以通过控制逆变桥臂上下管的占空比，实现逆变器升压或降压，并实现输出正、负脉冲波形的幅值对称或不对称。

作为一种优选地实施例，第一电容C1的容值等于第二电容C2及第三电容串联后的容值。

作为一种优选地实施例，第一电感L1的电感值与第二电感L2的电感值相等。

为了减少半桥逆变器的输出波形中的谐波含量，这里可以取第一电容C1的容值等于第二电容C2及第三电容C3串联(只是连接形式上的串联)后的容值及第一电感L1的电感值与第二电感L2的电感值相等，也即C1＝C2//C3，L1＝L2。在该条件下，阻抗网络为对称网络。

作为一种优选地实施例，当第一开关管S1的占空比D₁＝0.5，第二开关管S2的占空比D₂≥0.5时，负载的第一端的电压负载的第二端的电压其中，V_d为直流电源的输出电压。

具体地，半桥逆变器有多种工作模式，下面对本发明提供的基于阻抗网络的半桥逆变器工作在工作模式1的工作过程作介绍：

这里设定第一开关管S1和第二开关管S2的开关周期为T，第一开关管S1的占空比为D1，第二开关管S2的占空比为D2。电感L1及电感L2的电流平均值为IL。

该工作模式下，D₁＝0.5，D₂≥0.5。

电路工作在稳态时，本发明提供的基于阻抗网络的半桥逆变器在一个开关周期内主要有3个工作模态，第一开关管S1开通时间为D1T，第二开关管S2开通时间为D2T，开关管的导通状态如图5所示，图5为本发明提供的半桥逆变器在工作模式1下的工作波形图。

工作模式1的工作过程如下：

工作模态1：t0～t1

此时，如图6所示，图6为本发明提供的半桥逆变器在第一开关管S1及第二开关管S2均开通时的工作过程示意图(实线表示变换器中有电流流过的部分，虚线表示变换器中没有电流流过的部分，下面图7-图12同理)；第一开关管S1、第二开关管S2均开通，形成直通模态，模态时长为(D1+D2-1)T。第一电容C1通过直通桥臂与第一电感L1形成回路，并向第一电感L1充电，第一电感L1电流iL1线性增长。第二电容C2、第三电容C3通过直通桥臂与第二电感L2形成回路，并向第二电感L2充电，第二电感L2电流iL2线性增长。第三电容C3的电流iC3＝-IL，对图6节点3列KCL(基尔霍夫电流定律)方程：iC2＝-(IL+iR+)，由图6分析可知，此时第一电感L1的电压VL1与第一电容C1的电压VC1相等、第二电感L2的电压VL2与第二电容C2及第三电容C3的总电压VC2+VC3相等，且由于C1＝C2//C3，L1＝L2，该阻抗网络为对称网络，有：VL1＝VL2，VC1＝VC2+VC3。故有：VL1＝VL2＝VC1＝VC2+VC3。第二电容C2通过C2-R回路将能量传递给负载，此时输出电压VO+＝VC2+VC3-VC3＝VC2。

工作模态2：t1～t2

此时，如图7所示，图7为本发明提供的半桥逆变器在第一开关管S1开通、第二开关管S2关断时的工作过程示意图；第一开关管S1开通、第二开关管S2关断，模态时长为(1-D2)T。第一电感L1通过Vd-D-L1-C2-C3回路放电，第一电感L1电流iL1线性减小。第二电感L2通过Vd-D-C1-L2回路放电，第二电感L2电流iL2线性减小。对图7中节点2列KCL方程：iC2＝IL-iR+，对节点3列KCL方程：iC3＝iC2+iR+＝(IL-iR+)+iR+＝IL，由图7分析可知，此时第一电感L1的电压VL1＝Vd-(VC2+VC3)、第二电感L2的电压VL2＝Vd-VC1，且由于C1＝C2//C3，L1＝L2，新型阻抗网络为对称网络，有：VL1＝VL2，VC1＝VC2+VC3。第二电容C2通过C2-R回路将能量传递给负载。此时输出电压VO+＝VC2+VC3-VC3＝VC2。

工作模态3：t2～t3：

此时，如图8所示，图8为本发明提供的半桥逆变器在第一开关管S1关断、第二开关管S2开通时的工作过程示意图；第一开关管S1关断、第二开关管S2开通，模态时长为(1-D1)T。第一电感L1通过Vd-D-L1-C2-C3回路及Vd-D-L1-C2-R-L2回路放电，第一电感L1电流iL1线性减小。第二电感L2通过Vd-D-C1-L2回路及Vd-D-L1-C2-R-L2回路放电，第二电感L2电流iL2线性减小。第二电容C2的电流iC2＝IL，对图8中节点3列KCL方程：iC3＝iC2+iR-＝IL+iR-，由图5(c)分析可知，此时电感电压VL1＝Vd-(VC2+VC3)、电感电压VL2＝Vd-VC1，且由于C1＝C2//C3，L1＝L2，新型阻抗网络为对称网络，有：VL1＝VL2，VC1＝VC2+VC3。此时输出电压VO-＝Vd-VC1-VC3。

根据以上分析，逆变器输出电压为正的时间为t0～t2，持续时长t+为(D1+D2-1)T+(1-D2)T＝D1T，逆变器输出电压为负的时间为t2～t3，持续时长t-为(1-D1)T。由于工作在此模式下D1＝0.5，则t+＝t-，故逆变器的输出为正、负电压交替，且时长相等的交流电压。

根据电感的伏秒平衡原理，对电感L1列写伏秒平衡方程式：

V_C1*(D₁+D₂-1)T+(V_d-(V_C2+V_C3))*(1-D₂)T+(V_d-(V_C2+V_C3))*(1-D₁)T＝0 (2)

解得：

根据电容的安秒平衡(电荷平衡)原理，对电容C2列写安秒平衡方程式：

-(I_L+i_R+)*(D₁+D₂-1)T+(I_L-i_R+)*(1-D₂)T+I_L*(1-D₁)T＝0 (5)

解得：

根据电容的安秒平衡(电荷平衡)原理，对电容C3列写安秒平衡方程式：

-I_L*(D₁+D₂-1)T+I_L*(1-D₂)T+(I_L+i_R-)*(1-D₁)T＝0 (8)

解得：

根据电容C2、电容C3的安秒平衡原理解出关于IL的两个表达式，联立可得：

此模式下，D1＝0.5，所以有：

即：

V_O+＝V_C2＝-V_O-＝-(V_d-(V_C1+V_C4)-V_C3) (12)

将VC1＝VC2+VC3代入上式可得：

式中1≤D1+D2＜1.5，根据上式可得，输出电压的峰值可以大于Vd，也可以小于Vd，可以实现逆变器的升、降压。以D1＝0.5，D2＝0.9为例，得到如图5所示的波形图。

作为一种优选地实施例，当第一开关管S1的占空比D₁≥0.5，第二开关管S2的占空比D₂＝0.5时，负载的第一端的电压负载的第二端的电压其中，V_d为直流电源的输出电压。

下面对本发明提供的基于阻抗网络的半桥逆变器工作在工作模式1的工作过程作介绍：

此工作模式下，D₁≥0.5，D₂＝0.5，请参照图9，图9为本发明提供的半桥逆变器在工作模式2下的工作波形图。电路工作在稳态时，一种基于阻抗网络的半桥逆变器在一个开关周期内主要有3个工作模态，第一开关管S1开通时间为D1T，第二开关管S2开通时间为D2T，工作模式2的工作过程图与工作模式1相同，但顺序不同，分析过程与工作模式1相同，具体地，请参照图10-12，其中，图10为本发明提供的半桥逆变器在第一开关管S1开通，第二开关管S2关断时的工作过程示意图；图11为本发明提供的半桥逆变器在第一开关管S1及第二开关管S2均开通时的工作过程示意图；图12为本发明提供的半桥逆变器在第一开关管S1关断、第二开关管S2开通时的工作过程示意图。另外，该模式下同样可以得出式(15)、式(16)的表达式，不再赘述。

以D1＝0.75，D2＝0.5为例，得到如图9所示的波形图。

上述工作模式1和工作模式2只是为方便计算提供的两种最常见的两种工作模式，只要每个开关周期内两个开关管存在直通即可。

作为一种优选地实施例，第一开关管S1及第二开关管S2均为NMOS，其中，第一开关管S1的第一端及第二开关管S2的第一端均为NMOS的漏极，第一开关管S1的第二端及第二开关管S2的第二端均为NMOS的源极。

作为一种优选地实施例，第一开关管S1及第二开关管S2均为IGBT，其中，第一开关管S1的第一端及第二开关管S2的第一端均IGBT的集电极，第一开关管S1的第二端及第二开关管S2的第二端均为IGBT的发射极。

具体地，NMOS具有开关速度快、开关损耗小的优点，IGBT具有耐压等级高的优点。另外，这里的第一开关管S1及第二开关管S2均还可以为其他类型的开关管，能实现本发明的目的即可。

本发明提供了一种基于阻抗网络的半桥逆变器，包括直流电源、二极管、第一开关管及第二开关管，还包括第一电感、第二电感、第一电容、第二电容及第三电容，其中，二极管的阳极与直流电源的正端连接，二极管的阴极分别与第一电容的第一端及第一电感的第一端连接，第一电感的第二端分别与第二电容的第一端及第一开关管的第一端连接，第一开关管的第二端分别与第二开关管的第一端及负载的第一端连接，第二开关管的第二端分别与第一电容的第二端及第二电感的第一端连接，第二电感的第二端分别与直流电源的负端及第三电容的第一端连接，第三电容的第二端与第二电容的第二端连接，其公共端与负载的第二端连接。

本发明中，第一电感、第二电感、第一电容、第二电容及第三电容构成阻抗网络，利用阻抗网络中的电感的电流不能突变的特性，使得逆变器的两个开关管可以直通并不损坏电路，具有很高的安全性。另外，该阻抗网络与半桥逆变桥臂构成升压环节，通过控制半桥逆变桥臂上的两个开关管的占空比即可实现逆变器升压或者降压，提高了半桥逆变器输出电压调节的灵活性。

需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。