一种基于临界电流控制的逆变器延时补偿方法与流程

本发明涉及一种基于临界电流控制的逆变器延时补偿方法，属于电力电子变换器技术领域。

背景技术：

并网逆变器在新能源发电和分布式发电等场合具有广泛的应用前景。提高逆变器的开关频率是并网逆变器设计的重要趋势，提高开关频率可以减小无源元件的体积，进而可以提高并网逆变器的功率密度。然而，提高开关频率不仅会增加开关损耗，还会带来更严重的电磁干扰问题。

软开关技术的应用能够有效降低开关损耗，有助于开关频率的提高，降低逆变器的体积，同时还能降低电磁干扰。目前的软开关技术主要分为被动式软开关技术和主动式软开关技术。被动式软开关技术主要包括无源软开关技术和有源软开关技术。然而被动式软开关技术都需要额外的器件和辅助电路，不仅增加了并网逆变器的体积、成本和重量，还增加了控制的复杂度。而基于临界电流控制的主动式软开关技术可以在不增加任何额外器件和电路的情况下，通过控制逆变侧电感电流在每个开关周期内双向流动，实现功率开关管的零电压开通，附图1给出了主电路拓扑以及该控制策略下的电感电流波形示意图。附图1(a)为主电路拓扑，即全桥逆变电路，没有增加任何额外器件和辅助电路。附图1(b)为该控制策略下逆变侧电感电流波形示意图，电感电流在每个开关周期内双向流动，负向电流为开关管实现ZVS提供了条件。

为了利用软件预测控制的灵活与方便、硬件复位控制的准确性和快速性等特点，采用软件预测控制与硬件复位控制相结合的数模混合控制方式实现临界电流控制策略。在电网电压正半周期内，电感电流上包络线由软件计算开通时间进行控制，开关电感电流下包络线的控制通过硬件复位实现，如附图2(a)所示。因为实际控制电路和功率开关管驱动电路等非理想因素产生的控制延时的存在，电感电流上下包络线与预期设定之间会有较大偏差，导致输出电流发生畸变，降低了输出电流波形质量，如附图2(b)所示。传统的死区补偿方式主要针对固定的开关频率，一般忽略开关管输出寄生电容的影响，而基于临界电流模式的控制策略的开关频率是变化的，而且利用电感电流在死区时间内对寄生电容充放电实现开关管的软开关，实际电感电流在死区时间内有一定偏差，因此传统的补偿方式不适用于临界电流模式控制。

技术实现要素：

本发明的目的是针对基于临界电流控制的逆变器由控制延时和死区时间造成输出并网电流畸变问题以及传统死区补偿方式缺陷，提供一种精确的延时和死区时间的实时补偿方法。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：

一种基于临界电流控制的逆变器延时补偿方法通过实时计算补偿控制延时和死区时间来修正电感电流的偏差，从而解决了并网电流的失真和过零畸变问题。该延时补偿方法通过采样直流母线电压和输出电压，实时计算控制延时和死区时间导致控制量的偏差，对硬件复位控制的电感电流复位线、软件预测控制的开通时间进行补偿，从而消除电感电流的控制偏差。

本发明具有如下有益效果：

(1)不需要增加额外硬件电路，仅通过软件实时计算实现延时和死区补偿；

(2)通过延时和死区实时补偿，改善输出电流波形质量，降低输出电流的总谐波失真。

附图说明

附图1是主电路拓扑以及基于临界电流控制的逆变侧电感电流波形示意图；

附图2是采用硬件复位控制和软件预测控制结合的数模混合控制方式以及控制延时和死区时间对电感电流和输出电流的影响示意图；

附图3是硬件复位控制和软件预测控制中开关管开关切换过程的电压电流波形图；

附图4是硬件复位控制时开关管开关切换过程的模态图；

附图5是软件预测控制时开关管开关切换过程的模态图；

附图6是延时和死区补偿前后逆变器输出电流和电感电流仿真波形图，其中，附图6(a)为未加延时和死区补偿的电流波形，输出电流THD为3.43％，附图6(b)为加复位控制延时和死区补偿的电流波形，输出电流THD为2.98％，附图6(c)为加预测控制与复位控制延时和死区补偿的电流波形，输出电流THD为1.12％；

附图7是延时和死区补偿前后逆变器在半载下输出电流和电感电流实验波形图，其中，附图7(a)为半载下未加延时和死区补偿的电流波形，输出电流THD分别为3.8％，附图7(b)为半载下加预测控制与复位控制延时和死区补偿的电流波形，输出电流THD为1.2％；

附图8是延时和死区补偿前后逆变器在满载下输出电流和电感电流实验波形图，其中，附图8(a)为满载下未加延时和死区补偿的电流波形，输出电流THD为2.8％，附图8(b)为满载下加预测控制与复位控制延时和死区补偿的电流波形，输出电流THD为1.2％；

附图9是基于临界电流控制的逆变器延时补偿方法实施流程图

以上附图中的符号名称：V_dc为直流母线电压值，V_g为电网电压有效值，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄分别为全桥逆变电路的四个开关管，L_s为逆变侧开关电感，C_o为输出滤波电容，L_o为输出滤波电感，i_Ls为逆变侧开关电感电流，I_B为电感电流复位线电流值，Δi_Lower、Δi_Upper分别为硬件复位控制和软件预测控制的电感电流控制偏差，i_o为输出电流，CMP为高速模拟比较器输出，PWM为开关管Q₁、Q₂对应的PWM信号，v_GS1、v_GS2分别为开关管Q₁、Q₂的驱动信号，v_ds1、v_ds2分别为开关管Q₁、Q₂的漏源极电压，t_dLower、t_dUpper分别为开关管Q₁、Q₂对应的死区时间，t、t₀～t₁₄为时间。

具体实施方式

结合附图对本发明的技术方案进行详细说明。

本发明基于临界电流控制的逆变器延时补偿方法根据控制延时和死区时间对电感电流、输出电流的影响，实时计算电感电流的补偿量，消除电感电流的控制偏差。下面分析控制延时和死区时间导致的电感电流控制偏差。

复位控制模态I：如附图4(a)所示，开关管Q₂、Q₄导通，逆变侧电感电流线性下降，主要有下面三个阶段：

阶段一[t₀-t₁]：t₀时刻逆变侧电感电流线性下降到高速模拟比较器设定的下限复位值。经过比较器的大信号响应时间t_CMP后比较器输出故障信号到PWM模块。PWM模块经过故障触发响应时间t_FLT后复位自身时基并翻转PWM输出信号。

阶段二[t₁-t₂]：t₁时刻PWM输出信号翻转。经过驱动电路的关断延时t_offDRV后，Q₂的驱动信号开始下降。

阶段三[t₂-t₃]：经过关断时间t_fDRV后，t₃时刻开关管Q₂的驱动信号下降到其驱动门槛电压v_t，开关管Q₂关断。

模态II：如附图4(b)所示，开关管Q₂关断后，逆变侧电感电流开始对开关管Q₁、Q₂的结电容进行充放电，开关管Q₁、Q₂的漏源极电压分别线性下降、线性上升：

阶段四[t₃-t₄]：t₄时刻开关管Q₂的漏源极电压上升到电网电压v_g，此时逆变侧电感两端电压为零，电感电流达到负向最大值(开关管等效结电容为C_s)。

阶段五[t₄-t₅]：开关管Q₁的漏源极电压继续线性下降，t₅时刻漏源极电压下降到零。

模态III：如附图4(c)所示，开关管Q₁的漏源极电压下降到零后，其体二极管开始导通：

阶段六[t₅-t₆]：PWM模块时基复位后，经过设定的死区时间t_dLow后输出开关管Q₁的PWM信号。

t₆-t₅＝t_dLower-t_offDRV-t_fDRV-t_ZVSLower (3)

根据模态分析可以得出，从逆变侧电感电流下降至设定的下限复位值到电感电流达到负向最大值的时间就是复位控制中的延时总和，可以得出相应的补偿电流大小：

t_dlyLower＝t_CMP+t_FLT+t_offDRV+t_fDRV+t_CLower (4)

当开关管的漏源极电压下降到零，相应的驱动信号开始上升，可以得出实现软开关的最小死区大小(Δt_trnDRV为关断延时和开通延时的差值)：

逆变侧电感电流上包络线采用预测控制的各部分延时情况与下包络线的复位控制类似，模态图如附图5所示，不同的是预测控制没有高速模拟比较器复位PWM模块时基的延时，而且预测控制的总延时为逆变侧电感电流上下包络线对应的时间与开关管PWM信号开通时间之间的差值：

根据公式(5)可以实时计算硬件复位控制延时和死区带来的电感电流偏差，对电感电流复位线进行补偿，根据公式(7)可以实时计算软件预测控制的延时和死区，对开通时间进行补偿，两种控制方式的延时和死区补偿能够消除电感电流的控制偏差，改善输出并网电流的波形质量。

附图6给出了延时和死区补偿前后逆变器的输出电流和电感电流仿真波形图。在复位控制与预测控制延时和死区都不补偿的情况下，电感电流上下包络线均超过预设的包络线，输出电流畸变严重，其THD高达3.43％，如附图6(a)所示；在加复位控制延时和死区补偿后，电感电流下复位线为预期的-1A，输出电流THD减少为2.98％，但还有较大畸变，如附图6(b)所示；在同时加复位控制与预测控制延时和死区补偿后，电感电流上下包络线均满足预期设定，输出电流无明显畸变，其THD减小到1.14％，如附图6(c)所示。

附图7是未加补偿前逆变器在半载和满载运行下的电流波形图，可以看出实际电感电流与预设的包络线有较大偏差，导致输出电流有明显畸变，正弦度较差，输出电流THD高达3.8％、2.8％。附图8是加入补偿后逆变器在半载和满载运行下的电流波形图，可以看出补偿后的电感电流与预设的包络线基本一致，输出电流的畸变得到很大改善，提高了正弦度，输出电流THD均下降至1.2％。基于临界电流控制的逆变器延时补偿方法能够精确补偿电感电流的控制偏差，大大减小输出电流的失真和过零畸变，提高输出电流的波形质量。

本说明书中所描述的以上内容仅仅是对本发明所作的举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种修改或补充或采用类似的方式替代，只要不偏离本发明说明书的内容或者超越本权利要求书所定义的范围，均应属于本发明的保护范围。