抑制两h桥级联逆变器漏电流的调制方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及一种单相两Η桥级联逆变器的调制方法，尤其是能够抑制非隔离型两Η 桥级联并网光伏逆变器漏电流的调制方法;其适用于光伏并网发电领域。
【背景技术】
[0002] 为保证使用安全，VDE4105标准对光伏(Ph〇t〇V〇ltaic，PV)并网系统共模电流(漏 电流)有严格限制。采用网侧工频隔离变压器可实现PV和电网的电气隔离、抑制漏电流，但 是，工频变压器体积大、重量重、成本高、系统效率低。若采用高频变压器实现PV和电网的电 气隔离，可降低系统体积、重量和成本，但功率变换被分成数级，且系统效率并没有明显改 善。而并网逆变器的变换效率与光伏发电系统的发电效率密切相关。因此，效率高、体积小、 重量轻和成本低的非隔离光伏并网逆变器有明显优势。但省去变压器使得光伏电池板和电 网之间有了电气连接，漏电流可能会大幅增加，并带来传导和辐射干扰，增加并网电流谐波 以及损耗，甚至危及设备和人员安全。故抑制非隔离光伏并网逆变器的漏电流成为了研究 热点之一。
[0003] 目前已有非隔离型单相光伏并网逆变器成功应用于商业途径，如SMA公司的Sunny MiniCentral系列光伏逆变器。但这些结构都是基于单Η桥的改进型拓扑，只适用于小功率 场合。而下一代光伏逆变器需要达到更高的功率等级和效率，因此多电平逆变器成为了主 要研究对象。级联Η桥多电平逆变器具有模块化易拓展、成本低及输出电压质量高的特点， 并且其直流侧能够由光伏电池板独立供电，使其独立最大功率点跟踪(ΜΡΡΤ)控制成为可 能，因而级联Η桥结构成为了最具前景的光伏逆变器结构。同时，级联Η桥光伏并网逆变器的 漏电流也成为了一个重要问题。
[0004]目前级联Η桥光伏并网逆变器的漏电流抑制已有一些成果，如题为"Analysisand suppressionofleakagecurrentincascaded-multilevel-inverterbasedPV systems,^Υ.ZhouandH.Li,((IEEETrans.PowerElectron.)), 2014 ? 29( 10) ? 5265-5277 ("级联多电平光伏逆变器漏电流分析与抑制"，《IEEE学报-电力电子期刊》，2014年第29卷 第10期5265-5277页）的文章；该文提出两种漏电流抑制方案，是在直流侧和交流侧分别采 用不同的无源滤波器，但该方案存在以下不足：
[0005] 1)无源滤波器主要由电感及电容组成，应用在电路中会增加逆变器的体积、重量 及成本，同时降低逆变器的电能转换效率；
[0006] 2)漏电流谐波范围较广，且受环境因素影响，使滤波器参数设计过程较为复杂；
[0007] 3)级联Η桥逆变器实际工作频率较低，其漏电流的主要谐波频率也较低，导致滤波 器的漏电流抑制效果并不理想。
[0008] 题为"HybridMulticarrierModulationtoReduceLeakageCurrentina TransformerlessCascadedMultilevelInverterforPhotovoltaicSystems'，， RajasekarSelvamuthukumaran，AbhishekGarg，andRajeshGupta，〈〈IEEETransactions onPowerElectron》，2015,30(4) ,1779-1783( "减小非隔离型光伏逆变器漏电流的混合调 制策略"，《IEEE学报-电力电子期刊》，2015年第30卷第4期1779-1783页）的文章；该文提出 了一种基于两个载波实现的两Η桥级联逆变器的调制策略，该方法的不足如下：
[0009] 1)该调制方法不能抑制流入电网的漏电流，无法改善并网电流质量；
[0010] 2)该方法使用了两个同相的层叠载波，但每隔半个工频周期载波需要移相180°， 这无疑增加了硬件实现难度。
[0011]由此可见，现有技术并不能在不增加额外成本及不影响并网电流质量下，较好的 解决桥级联Η桥逆变器的漏电流问题。
【发明内容】
[0012] 本发明要解决的技术问题为克服现有技术中存在的问题，提出一种不需要额外的 硬件，能够消除流入电网的漏电流，并抑制单模块漏电流，且实现方式简单易行的抑制两Η 桥级联逆变器漏电流的调制方法。
[0013]为了完成本发明的目的，本发明提出了一种抑制两Η桥级联逆变器漏电流的调制 方法，包括开关顺序选择;本调制方法的主要步骤如下：
[0014] 步骤1，设两Η桥级联逆变器的两个模块直流电压相同，并记为Vdc，计算两Η桥级联 逆变器所有16种开关状态(Sal\Sbl\Sa2\Sb2)的输出电压Uo、模块1寄生电容电压VN1C1、模块2寄 生电容电压VN2C)及总寄生电容电压VNtCl值，
[0015]U〇= Vdc(Sal_Sbl + Sa2_Sb2)，
[001 6] VN10= _0.5vdc(Sal+Sbl_Sa2+Sb2)j
[001 7] VN20=_0.5vdc(Sal_Sbl+Sa2+Sb2)j
[0018] VNtO=VN10+VN20；
[0019] 其中，Sal为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sbl为模块1中与模块2相 连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输 出端相连的桥臂的开关函数且满足：
[0021] 步骤2,根据步骤1计算得到的结果，选择总寄生电容电压vNtQ为-Vd。的所有开关状 态，其中Vd。为每个模块直流电压；
[0022] 步骤3,根据步骤2选择的结果，按照输出最多电平、减小开关应力及平衡模块输出 功率的要求，组成以下两种开关状态组合：
[0023] 第一种开关状态组合：1〇1〇-1〇〇〇-11〇〇-〇〇11-〇〇〇1-〇1〇1;
[0024] 第一种开关状态组合：1010-1110-1100-0011-0111-0101;
[0025]步骤4,对步骤3所得到两种开关状态组合，分别选择以下方法得到PWM信号：
[0026]第一种开关状态组合，实现方法为调制波与两个层叠三角载波比较得到P丽信号； [0027]第二种开关状态组合，实现方法为调制波与两个层叠三角载波比较得到P丽信号。
[0028]优选的，步骤3中所述开关状态组合的方法为：
[0029] 在调制波正半周，选择开关状态1100输出0电平，选择开关状态1000或1110输出+ Vd。电平，选择开关状态1010输出+2vd。电平；
[0030] 在调制波负半周，选择开关状态0011输出0电平，选择开关状态0001或0111输出-Vdc电平，选择开关状态0101输出-2vdc电平；
[0031] 开关状态0011与1100只在调制波过零点进行切换。
[0032] 优选的，步骤4中所述第一种开关状态组合的PWM信号产生方式为：
[0033] (1)当调制波Vref处于正半周期，S卩Vref2 0，则Sal=1，Sb2= 0;Sbl由调制波与载波Vc2 比较得到，若VrWVd，Sbl=0，否则Sbl=1;Sa2由调制波与载波V。^较得到，若VrWVd，Sa2=1，否则sa2 =0;
[0034] (2)当调制波Vref处于负半周期，S卩Vref〈0,则Sal = 0，Sb2=l;为了使载波与调制波 进行比较，将调制波加1得到修正后的调制波Vref*，即Vref* =Vref+l;Sb^调制波Vref*与载波 Vc2比较得到，若VrefSVd，Sbl = 0，否则Sbl = 1 ;Sa2由调制波VrZ与载波V。^较得到，若VreZ> Vci，Sa2=l，否则Sa2 = 0;
[0035] 其中，Sal为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sbl为模块1中与模块2相 连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输 出端相连的桥臂的开关函数，为两个层叠三角载波，且Vca2Vc2 2 0。
[0036] 优选的，步骤4中所述第二种开关状态组合的PWM信号产生方式为，
[0037] (1)当调制波Vref处于正半周期，S卩Vref2 0，则Sal= 1，Sb2= 0;Sbl由调制波与载波Vcl 比较得到，若VrWVd，Sbl=0，否则Sbl=1;Sa2由调制波与载波Vc2比较得到，若VrWVd，Sa2=1，否则sa2 =0;
[0038] (2)当调制波Vref处于负半周期，S卩Vref〈0,则Sal = 0，Sb2=l;为了使载波与调制波 进行比较，将调制波加1得到修正后的调制波Vref*，即Vref* =Vref+l;Sb^调制波Vref*与载波 Vcl比较得到，若VreftVca，Sbl = 0，否则Sbl = 1 ;Sa2由调制波Vref*与载波Vil：较得到，若Vref*> Vc2，Sa2=l，否则Sa2 = 0;
[0039] 其中，Sal为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sbl为模块1中与模块2相 连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输 出端相连的桥臂的开关函数，为两个层叠三角载波，且Vca2Vc2 2 0。
[0040] 优选的，步骤4中所述层叠三角载波为两个同相位的层叠三角载波。
[0041]优选的，步骤4中所述层叠三角载波为两个反相位的层叠三角载波。
[0042] 相对于现有技术，本发明的有益效果如下：
[0043] 1、不需要额外的硬件，不会增加