逆变器的体积、重量和成本，同时不会降低逆变器 的电能转换效率。
[0044] 2、能够消除流入电网的漏电流，进而改善电网电流质量；同时能够抑制单模块漏 电流，降低系统损耗及电磁干扰。
[0045] 3、仅需要两个载波，且不需要进行载波移相，就能获得所有开关管的PWM信号，实 现方式简单。
【附图说明】
[0046] 图1是本发明的总体流程图。
[0047]图2是单相两Η桥级联光伏并网逆变器原理图。
[0048]图3是第一种开关组合同相载波实现原理图。
[0049]图4是第一种开关组合反相载波实现原理图。
[0050]图5是第二种开关组合同相载波实现原理图。
[0051]图6是第二种开关组合反相载波实现原理图。
【具体实施方式】
[0052]为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对 本发明作进一步详细地说明。
[0053]本发明公开的抑制两Η桥级联逆变器漏电流的调制方法应用于单相非隔离两Η桥 级联光伏并网系统，系统原理图如图2所示。图2中，模块1和模块2均为Η桥结构，其交流侧串 联输出，经两个滤波电感LjPL2连接到电网Eg。每个模块直流侧由光伏电池板供电，直流电 压为Vdc^Cpvl和Cpv2分别是模块1和模块2的光伏板寄生电容，其两端电压分别为VN1C1和VN20。 [0054]两Η桥级联逆变器中每个桥臂的开关状态可由开关函数表示如下，
[0056]其中，Sal为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sbl为模块1中与模块2相 连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输 出端相连的桥臂的开关函数。
[0057] 两Η桥级联逆变器总共有16中开关状态，每种开关状态可由一组开关函数（Sal\ Sbl\Sa2\Sb2)表示，如0101、1010等。
[0058]对于图2所示单相两Η桥级联光伏并网逆变器，本发明公开的抑制两Η桥级联逆变 器漏电流的调制方法的基本步骤如下：
[0059] 参见图1、图2、图3、图4、图5和图6，
[0060]步骤1，设两Η桥级联逆变器的两个模块直流电压相同，并记为Vdc，计算两Η桥级联 逆变器所有16种开关状态(Sal\Sbl\Sa2\Sb2)的输出电压Uo、模块1寄生电容电压VN1C1、模块2寄 生电容电压VN2C)及总寄生电容电压VNtCl值，
[0061] U〇 =Vdc(Sal_Sbl+Sa2_Sb2)，
[0062]VN10 =_0.5vdc(Sal+Sbl_Sa2+Sb2 )j
[0063] VN20 =-0.5vdc(Sal-Sbl+Sa2+Sb2),
[0064]VNtO=VN10+VN20 ；
[0065]其中，Sal为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sbl为模块1中与模块2相 连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输 出端相连的桥臂的开关函数且满足：
[0067]计算结果如表1所示 [0068]表1开关状态与共模电压
[0070] 步骤2,根据步骤1计算得到的结果，选择总寄生电容电压vNtQ为-Vd。的所有开关状 态，其中vd。为每个模块直流电压，选择结果如表1中斜体字所示；
[0071] 步骤3,根据步骤2选择的结果，按照输出最多电平、减小开关应力及平衡模块输出 功率的要求，组成以下两种开关状态组合：
[0072] 第一种开关状态组合：1〇1〇-1〇〇〇-11〇〇-〇〇11-〇〇〇1-〇1〇1;
[0073] 第一种开关状态组合：1010-1110-1100-0011-0111-0101;
[0074] 开关状态组合的方法为：
[0075] 在调制波正半周，选择开关状态1100输出0电平，选择开关状态1000或1110输出+Vd。电平，选择开关状态1010输出+2vd。电平；
[0076] 在调制波负半周，选择开关状态0011输出0电平，选择开关状态0001或0111输出-Vdc电平，选择开关状态0101输出-2vdc电平；
[0077] 开关状态0011与1100只在调制波过零点进行切换；
[0078] 步骤4,对步骤3所得到两种开关状态组合，分别选择以下方法得到PWM信号：
[0079]第一种开关状态组合，其实现方法为调制波与两个层叠三角载波比较得到PWM信 号，其中层叠三角载波为两个同相位或反相位的层叠三角载波，具体比较方式如下：
[0080] ( 1 )当调制波Vrrf处于正半周期，S卩Vrrf2 0，则Sal= 1，Sb2 = 0 ;Sbl由调制波与载波Vc2 比较得到，若VrWVd，Sbl = 0，否则Sbl = 1;Sa2由调制波与载波V。^较得到，若VrWVd，Sa2 = 1，否则sa2 =0;
[0081] (2)当调制波Vref处于负半周期，S卩Vref〈0,则Sal = 0，Sb2=l;为了使载波与调制波 进行比较，将调制波加1得到修正后的调制波Vref*，即Vref* =Vref+l;Sb^调制波Vref*与载波 Vc2比较得到，若VrefSVd，Sbl = 0，否则Sbl = 1 ;Sa2由调制波VrZ与载波V。^较得到，若VreZ> Vci，Sa2=l，否则Sa2 = 0;
[0082] 其中，Sal为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sbl为模块1中与模块2相 连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输 出端相连的桥臂的开关函数，为两个层叠三角载波，且Vca2Vc2 2 0。
[0083] 第二种开关状态组合，其实现方法为调制波与两个层叠三角载波比较得到PWM信 号，其中层叠三角载波为两个同相位或反相位的层叠三角载波。具体实现方式如下：
[0084] ( 1 )当调制波Vrrf处于正半周期，S卩Vrrf2 0，则Sal= 1，Sb2 = 0 ;Sbl由调制波与载波Vcl 比较得到，若VrWVd，Sbl = 0，否则Sbl = 1;Sa2由调制波与载波Vc2比较得到，若VrWVd，Sa2 = 1，否则Sa2 = 0;
[0085] (2)当调制波Vref处于负半周期，S卩Vref〈0,则Sal = 0，Sb2=l;为了使载波与调制波 进行比较，将调制波加1得到修正后的调制波Vref*，即Vref* =Vref+l;Sb^调制波Vref*与载波 Vcl比较得到，若VreftVca，Sbl = 0，否则Sbl = 1;Sa2由调制波Vref*与载波Vil：较得到，若Vref*> Vc2，Sa2=l，否则Sa2 = 0;
[0086] 其中，Sal为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sbl为模块1中与模块2相 连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输 出端相连的桥臂的开关函数，为两个层叠三角载波，且Vca2Vc2 2 0。
[0087] 下面结合具体实施例，对本发明作进一步详细地说明。
[0088] 实施例1
[0089] 步骤1，设两Η桥级联逆变器的两个模块直流电压相同，并记为Vdc，计算两Η桥级联 逆变器所有16种开关状态(Sal\Sbl\Sa2\Sb2)的输出电压Uo、模块1寄生电容电压VN1C1、模块2寄 生电容电压VN2C)及总寄生电容电压VNtCl值，
[0090] U〇 =Vdc(Sal-Sbl+Sa2-Sb2),
[0091 ] VN10= -0.5vdc(Sal+Sbl-Sa2+Sb2 ),
[0092] VN20= -0.5vdc(Sal-Sbl+Sa2+Sb2),
[0093] VNtO=VN10+VN20；
[0094] 其中，Sal为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sbl为模块1中与模块2相 连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输 出端相连的桥臂的开关函数且满足：
[0096]计算结果如表1所示；
[0097]步骤2,根据步骤1计算得到的结果，选择总寄生电容电压vNtQ为-Vdc的所有开关状 态，其中vd。为每个模块直流电压，选择结果如表1中斜体字所示；
[0098] 步骤3,根据步骤2选择的结果，按照输出最多电平、减小开关应力及平衡模块输出 功率的要求，组成以下两种开关状态组合：
[0099] 第一种开关状态组合：1010-1000-1100-0011-0001-0101;
[0100] 第一种开关状态组合：1010-1110-1100-0011-0111-0101;
[0101] 开关状态组合的方法为：
[0102] 在调制波正半周，选择开关状态1100输出0电平，选择开关状态1000或1110输出+ Vd。电平，选择开关状态1010输出+2vd。电平；
[0103] 在调制波负半周，选择开关状态0011输出0电平，选择开关状态0001或0111输出-Vdc电平，选择开关状态0101输出-2vdc电平；
[0104] 开关状态0011与1100只在调制波过零点进行切换；
[0105] 步骤4,对步骤3所得到的第一种开关状态组合，其实现方法为调制波与两个同相 位的层叠三角载波比较得到PWM信号，具体比较方式如下：
[01 06] ( 1 )当调制波Vref处于正半周期，即Vref2 0，则Sal = 1，Sb2 = 0 ;Sbl由调制波与载波Vc2 比较得