一种逆变器的复合控制方法与流程

本发明涉及太阳能发电和无间断电源等系统中的逆变
技术领域：
，具体涉及一种逆变器的复合控制方法。
背景技术：
：能源互联网是未来能源发展的方向，以电力网络为骨干网架，综合利用各种清洁能源，涵盖燃气网、热网、交通网等各种能源网络，实现能源高效利用。而太阳能的利用是能源互联网的重要能量来源，太阳能发电技术已经越来越成熟，不仅可以用于大规模的集中式光伏发电基地，对高压电力网络进行供电，也可以用于小型分布式的能源系统，实现能源的就地消纳。能源互联网中的储能系统也承担着重要的角色，电池储能在电力供应多余的时候充电储存电能，在电力供应紧张的时候放能，保证系统的稳定。在太阳能利用以及电池放电过程中，都需要直流转换交流，也就是逆变器。逆变器包括单相逆变器和三相逆变器。逆变器最基本的功能就是将直流转换成所需要的交流电压，并且保证总谐波(THD)足够小，满足负荷的需要。逆变器主要通过正弦脉宽调制技术(SPWM)实现。为了使逆变器的输出达到要求，就需要一些合适的控制方法。目前逆变器的控制方法有很多种，包括一些比较经典的控制方法比如比例积分微分控制(PID)，还有重复控制，无差拍控制，滑模变结构控制，模糊控制等。PID是比较传统的控制方法，优点是设计简单，对于外部干扰反应迅速，动态性能好，鲁棒性好，缺点是存在一定的稳态误差。重复控制是基于内模原理，能够很好的跟踪信号，理论上实现零稳态误差，缺点是对于干扰存在一定的反应延时，所以动态性能并不太好。技术实现要素：本发明的目的在于克服上述单独PID控制和单独重复控制的缺点，复合使用PID控制方法和重复控制方法，形成一种新的比例微分－重复控制的复合控制方法，此方法结合了两者的优点又能避免各自的缺点。一种逆变器的复合控制方法，复合使用PID控制和重复控制两种既有控制方法，使逆变器的输出达到使用要求，其特征是，包含以下步骤：S1、获取逆变器的拓扑结构，建立计算模型；S2、根据S1所得出的计算模型计算逆变器的传递函数P(s)；S3、根据一般PID控制原理计算系统负反馈误差E(s)；S4、构造一般负反馈PID控制器传递函数G(s)；S5、构造重复控制器传递函数H(s)；S6、用重复控制器H(s)代替PID控制器中的积分(I)控制部分。上述的一种逆变器的复合控制方法，其中，在步骤S6后，还包含：S7、对复合控制系统进行稳定性及误差分析，并仿真验证。上述的一种逆变器的复合控制方法，其中，所述步骤S3中，误差函数E(s)定义为：E(s)＝Ur(s)-Uo(s)其中，Uo(s)为逆变器输出电压，Ur(s)为PID控制器输入端的参考输入电压，是逆变器期望达到的一个输出为常量。E(s)是PID控制器的输入函数。上述的一种逆变器的复合控制方法，其中，所述步骤S4中的PID控制器的输入端e(t)与输出ug(t)的关系为：其中，Kp为比例参数，Ki为积分参数，Kd为微分参数，亦即PID控制函数由比例(P)、积分(I)、微分(D)三部分组成。由此可知，PID控制器的传递函数的频域表达式为：上述的一种逆变器的复合控制方法，其中，所述PID控制器参数按以下步骤确定：第一步：根据实际的逆变器传递函数，结合PID控制器的传递函数G(s)推导出实际传递函数的特征方程D(s)，从中获取主导极点；第二步：根据主导极点建立理想传递函数的特征方程Dr(s)，并求解；第三步：比较实际的特征方程D(s)＝0与目标特征方程Dr(s)＝0，得到方程组，通过求解得到PID参数Kp、Ki、Kd。上述的一种逆变器的复合控制方法，其中，所述步骤S5具体包括以下步骤：S51、在重复控制部分的正反馈支路上增加一个增益略小于1的低通滤波器Q(s)，传递函数为H’(s)，为使系统稳定，必须满足：|Q(s)|<|1+P(s)|；S52、在逆变器的前向通路上添加一个相位超前补偿器C(s)，H’(s)相应的修正为H(s)；相应地，系统稳定条件修正为：|Q(s)|<|1+P(s)*C(s)|；S53、选取C(s)的参数，对照波特图检验系统的稳定性。上述的一种逆变器的复合控制方法，其中，所述步骤S7具体包含以下步骤：S71、讨论误差E(s)与干扰D(s)之间的关系；S72、根据S71得出的关系式，提取抗干扰能力的特征方程；S73、根据S72的特征方程画出波特图，初步验证系统稳定性；S74、仿真验证系统稳定性。与现有的单一逆变器技术相比，该复合控制能够比PID控制器有更小的稳态误差，同时与重复控制器相比，它受到较大的干扰之后，能够更快地恢复到稳定的状态，并且THD也更小。附图说明图1为逆变器的电路拓扑结构图。图2为逆变器的方框图。图3为一般PID控制系统方框图。图4为重复控制系统方框图。图5为添加相位补偿器后的重复控制系统方框图。图6为比例微分－重复控制的复合控制系统方框图。图7为复合控制系统稳定性验证的波特图。图8为加入PID控制器前后的开环传递函数的波特图。图9为逆变器PID控制系统FFT分析。图10a为Q(s)和1+P(s)的波特图。图10b为Q(s)和1+P(s)*C(s)的波特图。图11为逆变器重复控制系统的输出波形的FFT分析。图12为复合控制系统的FFT分析。具体实施方式以下结合附图，通过详细说明一个较佳的具体实施例，对本发明做进一步阐述。本实施例通过对如图1所示的单相逆变器网络进行说明。如图1所示，E表示直流电压源，在分布式系统里，可以是光伏太阳能板产生的直流电压源，也可以是储能电池代替的直流电源。S1到S4是四个控制开关，可以是MOSFET或者IGBT，它们构成了逆变桥。右半边部分是LC低通滤波电路，L表示滤波电感，r表示等效的电阻，C表示滤波电容，Load表示负荷，Ui是电源E经过逆变桥后产生的电压，Uo代表逆变器的输出电压。开环时Ui直接由参考电压Ur通过正弦脉宽调制技术，控制S1到S4，四个开关而产生，在闭环的时候，由参考电压Ur与输出Uo之间的误差E(s)，通过一定的控制运算后再通过正弦脉宽调制技术，控制S1到S4，四个开关而产生。输入Ui与输出Uo的在频域的关系如下：根据对图1的拓扑分析，计算出逆变器的传递函数根据式(2)可以得到图2所示的逆变器负反馈方框图。图中io是输出端接了负载之后产生的电流，设计逆变器的时候，因为没有负载的时候阻尼最小，最容易振荡，所以设计时考虑空载情况，在检验逆变器性能的时候，突加负载电流作为系统干扰。如图3所示，画出一般PID控制器的原理框图，图中Ur为参考值，Uo是输出端实际的值，P、I、D三个方框分别代表PID控制中的比例、积分、微分三个部分，P(s)代表式(2)所示的传递函数。图中的系统负反馈误差E(s)：E(s)＝Ur(s)-Uo(s)其中，Uo(s)为逆变器输出电压，Ur(s)为PID控制器输入端的参考输入电压。PID控制器的输入函数为E(s)。PID控制器的输入端和输出端在时域的函数关系为：其中，Kp为比例参数，Ki为积分参数，Kd为微分参数，亦即PID控制函数由比例(P)、积分(I)、微分(D)三部分组成；由此可知，PID控制器的传递函数的频域表达式为：根据本实施例的具体电路关系，可以计算出输出电压Uo与参考电压的Ur之间的关系式：由式(5)得到实际传递函数的特征方程：D(s)＝LCs3+(rC+Kd)s2+(1+Kp)s+Ki＝0(6)根据式(6)，方程有3个解，对应的传递函数有三个极点。典型的二阶系统一般有一对共轭极点，它们决定的了二阶系统的动态性能。对于三阶系统，设计一对共轭极点，以及第三个在实轴上的极点，按照控制理论，如果它距离共轭极点足够远，那么就可以忽略它对于系统的影响，而共轭极点决定三阶系统的动态性能，我们称这一对共轭极点为主导极点。这一对共轭极点为：第三个极点为：s3＝-nζrωr(n＝5～10)(8)ζr是系统阻尼，ωr是自然振荡频率。所以对应的理想系统传递函数的特征方程为：Dr(s)＝(s-s1)(s-s2)(s-s3)＝0(9)代入s1，s2，s3，得到：比较实际的特征方程D(s)＝0与目标特征方程Dr(s)＝0，可以得到联立的方程组，通过求解得到PID参数：将式(11)代入式(4)，得到本实施例的PID控制器传递函数：如图4所示是重复控制系统方框图，其传递函数是H’(s)。其中，e-Ts为周期延时环节，T为逆变器输出基波的周期，为0.02s，Q(s)是增益略小于1的低通滤波器，P(s)是式(2)所示的传递函数。重复控制系统本身是一个正反馈系统，类似于PID控制的积分部分，在时间域对误差进行累加，为了利于系统的稳定，在正反馈的支路上添加低通滤波器Q(s)。其中，Kq是比例增益，取略小于1的常数，Tq是低通滤波器的时间常数，使得低通滤波器的截止频率小于10倍的基波频率。根据最小增益原理，使得系统稳定的必要条件是开环增益小于1，因此可以得到：即：|Q(s)|<|1+P(s)|(15)对于一般的逆变器系统而言，如果只添加了上述低通滤波器Q(S)，那么通过波特图可以看到，在中频段，有一部分并不能满足上述的稳定必要条件，所以需要在逆变器的控制通路上添加一个相位补偿器，使得在上述的稳定条件在任何频率段都能够被满足。在逆变器的前向通路上添加相位超前补偿器C(s)：重复控制系统的传递函数修正为H(s)，H(s)其实也可以看作是另一种形式的比例微分控制器，一样具有超前的相位，所以，重复控制逆变器的框图修正为如图5所示，根据最小增益原理得到的稳定必要条件也变成了：|Q(s)|<|1+P(s)*C(s)|(17)选取合适的C(s)参数，Kc取1～2之间的常数，其中ωn可取逆变器基波的7倍左右的角频率，例如ωn＝2000，利用波特图检验系统的稳定性。如前文所述，重复控制器可以实现对于误差的累加，等同于PID控制器的积分部分，所以用重复控制部分代替积分，得到复合的控制系统，整个系统的框图如图6所示。图中Gpd(s)是删除了积分(I)控制部分的PID控制器传递函数，d(s)是干扰噪声。对图6所示复合控制系统进行稳定性分析，当系统遇到大的干扰之后，会产生较大的误差，误差与干扰之间的关系是：由此可知特征方程有两个，分别为：1+P(s)Gpd(s)＝0(19)和式(19)是PID控制器(此处已修正为PD控制器)的特征方程。所以复合控制的一个必要条件是PD控制器能使系统稳定，这部分在PID参数设计的时候可以实现。式((20)是重复控制部分的特征方程，此时的控制对象已经从P(s)变成了所以要求此时重复控制仍然能够满足稳定的必要条件为：通过代入参数，画波特图，验证是否满足稳定的必要条件。仿真验证的目的在于验证控制系统的效果，观察逆变器能否在受到干扰后，经过一定的时间后，依然实现稳定的电压输出，并且THD足够小。以一个输出幅值为220V，频率为50Hz的单相逆变器为具体实例进行说明。逆变器的电路参数如表1所示：表1.逆变器电路参数将数值代入式(2)，得到逆变器的传递函数：令ζ＝0.707，ω＝2000rad/s，n＝10，代入式(11)，得到PID的参数：将式(23)代入式(4)，得到PID控制器的传递函数：画出加入PID控制器前后的开环传递函数的波特图，如图8所示，实线表示P(s)，虚线表示G(s)*P(s)。可以得知加入PID控制器后，截止频率由1.01KHz变成了4KHz，系统的动态响应性能更好。相位裕度由3.62°变成了82.7°，所以系统的稳定性变得更好。使用MATLAB中的Simulink搭建仿真电路，设计PID控制器，添加一个整流的突变干扰，得到逆变器的输出电压波形图，并使用FFT分析，得到基波幅值和谐波THD，输出的FFT分析如图9所示。从仿真结果可以得知，基波为219.2V，THD＝1.78％。输出电压的频率为50Hz，周期为0.02s，因此重复延时累加部分为e-0.02s。将数值代入式(13)，得到累加通路的低通滤波器：通过对Q(s)和1+P(s)的波特图的分析，如图10a所示，可以看出1+P(s)(实线)并没有始终在Q(s)(虚线)上方，存在相位陷落的部分。设计相位超前补偿器C(s)：令Kc＝1.5，代入式(16)，得到：画出Q(s)(虚线)和1+P(s)*C(s)(实线)的波特图，如图10b所示，可以看出加入相位补偿之后，始终满足重复控制系统的稳定条件：|Q(s)|<|1+P(s)*C(s)|。使用MATLAB中的Simulink搭建仿真电路，构建单独的重复控制系统，添加同样的整流的突变干扰，得到逆变器的输出电压波形图，并使用FFT分析，得到基波幅值和谐波THD，如图11所示。从仿真结果可以得知，基波为219.6V，THD＝1.98％。再用波特图，如图7所示，验证加入PD控制支路之后，整个系统仍然满足稳定的条件：使用MATLAB中的Simulink搭建仿真电路，构建PD－重复控制的复合系统，添加同样的整流的突变干扰，得到逆变器的输出电压波形图，并使用FFT分析，得到基波幅值和谐波THD，输出的FFT分析如图12所示。从仿真结果可以得知，基波为219.7V，THD＝1.16％。表2.三种控制器的仿真结果比较控制器基波稳态误差THDPID219.2V0.8V1.78％重复控制219.6V0.4V1.98％PD-重复控制219.7V0.3V1.16％为了说明本发明在性能上的优越，比较单独的PID控制器，单独的重复控制器和该发明的仿真结果，可以看出，本发明的复合控制相比单独的控制结构，能够实现更小的稳态误差，同时THD也更小，因为PD可以实现快速的响应，重复控制可以实现稳态误差很小的跟踪。但是由于重复控制具有延时一个周期的根本特性，所以该复合控制器不能像PID控制器一样在受到干扰后的一个周期内就实现新的稳态，而需要约6个周期，但该复合控制系统在达到新的稳态的过程当中，输出的电压误差和THD变化幅度并不是非常大。因此本发明并不特别适用于对于反应速度和精度要求特别高的系统。尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。当前第1页1 2 3