用于无电解电容电机驱动系统的永磁电机控制器及方法与流程

本发明属于电机控制技术领域，尤其涉及无电解电容电机驱动系统的控制技术。

背景技术：

永磁同步电动机具有结构简单、功率密度大、维护方便等优点，在家用电器、工业生产、汽车驱动等领域已逐步取代直流电机和异步电机。该类电机所用的驱动系统普遍采用电压源型逆变器，这种电压源型逆变器使用大容值的电解电容吸收、释放大量能量，维持直流母线电压稳定工作，为电机高性能运行提供条件。然而，大容值的电解电容存在寿命短，热稳定性差等缺点，大容值的电解电容在85℃时的寿命一般为8000h，极易导致驱动系统发生故障，有约60％的电压源型逆变器故障是电解电容失效造成。为解决该问题，出现了无电解电容电机驱动系统，这种无电解电容电机驱动系统采用寿命长、可靠性高的薄膜电容替代了电解电容，薄膜电容在85℃时的寿命一般为100000h，因此，无电解电容电机驱动系统具有可靠性高、功率密度大的优点。无电解电容电机驱动系统的结构如图1所示，其包括依次串接的单相整流电路1、谐波注入电路3和三相逆变电路2，对永磁同步电机4进行驱动。其中，谐波注入电路3由电感l，薄膜电容c，二极管d和开关管s组成。单相整流电路1的输出正极与电感l一端连接，单相整流电路1的输出负极同时与开关管s的源极、薄膜电容c一端、三相逆变电路2的输入负极连接，开关管s的漏极同时与二极管d的阳极、电感l另一端连接，二极管d的阴极和薄膜电容c另一端连接，同时与三相逆变电路2的输入正极连接。然而，这种无电解电容驱动系统存在的问题是：薄膜电容容量仅为电解电容的几十分之一，在吸收、释放脉动功率时，直流母线电压波动系数大幅增加，造成电机输出功率、转矩脉动显著增加，电机静、动态性能大幅度下降，甚至会导致电机无法正常启动和工作，严重限制了无电解电容驱动系统的推广和普及。因此，要使这种无电解电容驱动系统得到推广和普及，亟需有能够显著提高电机静、动态性能的控制技术。

技术实现要素：

本发明的目的是为了解决现有无电解电容驱动系统存在的问题，提出一种用于无电解电容电机驱动系统的永磁电机控制器以该控制器的控制方法，解决无电解电容驱动系统中电容容值小和直流母线电压波动之间的矛盾并提高系统输入侧的功率因数，在此基础上提高电机静、动态性能。

本发明用于无电解电容电机驱动系统的永磁电机控制器采用的技术方案是：包括3s/2r坐标变换模块、dθ/dt计算模块以及svpwm调制模块，永磁同步电机的转子位置角θ分别输入3s/2r坐标变换模块和dθ/dt计算模块，dθ/dt计算模块输出实际转速n，永磁同步电机的3相绕组电流ia、ib、ic经3s/2r坐标变换模块输出的是交轴电流iq和直轴电流id，实际转速n与给定转速n^*作比较的差值输入转速环，转速环输出交轴电流给定量给定转速n^*和交轴电流给定量共同输入功率守恒算法模块，无电解电容电机驱动系统的电压幅值u输入功率守恒算法模块，功率守恒算法模块输出的是参考电流基波幅值i；功率守恒算法模块的输出端连接3次电流谐波注入算法模块的输入端，无电解电容电机驱动系统的角频率ω输入3次电流谐波注入算法模块，3次电流谐波注入算法模块输出的是整流电路参考电流整流电路参考电流与无电解电容电机驱动系统中的单相整流电路的实际输出电流iout作比较的差值输入电流滞环比较器，电流滞环比较器输出端连接无电解电容电机驱动系统中的谐波注入电路的开关管；交轴电流iq和交轴电流给定量作比较的差值输入电流环，直轴电流id和直轴电流给定量作比较的差值输入电流环，电流环输出的是直轴电压ud和交轴电压uq，电流环的输出端经svpwm调制模块连接无电解电容电机驱动系统的三相逆变电路，三相逆变电路驱动永磁同步电机。

所述永磁电机控制器的控制方法采用的技术方案是包括以下步骤：

a)功率守恒算法模块对输入的给定转速n^*、交轴电流给定量和电压幅值u经式计算得到参考电流基波幅值i；pr为永磁同步电机的转子极对数，ψm为永磁同步电机的永磁磁链；

b)3次电流谐波注入算法模块对输入的角频率ω和参考电流基波幅值i经式计算得到整流电路参考电流

c)实际输出电流iout与整流电路参考电流的差值小于电流滞环比较器的环宽时，电流滞环比较器输出为高电平，开关管导通；实际输出电流iout与整流电路参考电流的差值大于环宽时，电流滞环比较器输出为低电平，开关管关断。

进一步地，转速环由重复控制器和pi控制器并联组成，转速环经式得到交轴电流给定量gpi(z)是离散型的pi传递函数，grc(z)是离散型的重复控制传递函数，z是变量。

更进一步地，重复控制器在时滞环节z^-n后串联低通滤波器q(z)，离散型的重复控制传递函数n为系统采样频率与被控对象频率之比，r为超前环节的节拍，s(z)为补偿环节，krc为重复控制器的增益。

本发明采用上述技术方案后具有以下有益效果：

1、本发明利用瞬时功率守恒原理，在无电解电容电机驱动系统注入3次谐波电流，降低了无电解电容电机驱动系统输入侧功率脉动量，实现无电解电容驱动系统输入侧控制目标与电机侧控制目标的解耦，简化了控制器的设计，改善了系统原有功率不平衡的问题，可使无电解电容电机驱动系统可获得近似为1的高输入功率因数，进而有效抑制母线电容电压的波动，降低直流母线电压的波动系数，为电机高性能运行提供条件。

2、本发明在传统矢量控制原理的基础上加入重复控制，将重复控制引入矢量控制的速度环中，改进电机的转速环，在此基础上利用svpwm调制模块产生6路pwm1-6指令控制电机运行，有效地解决了在母线电压波动工况下输出精度差的问题，实现电机控制器快速、稳定的输出，有效提高永磁同步电机的静、动态性能，同时也可以提高无电解电容电机驱动系统的输入功率因数，控制方法简单、效果好。

附图说明

图1是现有无电解电容电机驱动系统的结构框图；

图2是本发明永磁电机控制系统与图1中无电解电容电机驱动系统的连接结构框图；

图3是图2中转速环的构成框图；

图4是图3中重复控制器rc的构成框图；

图5是图2中无电解电容电机驱动系统的输入电流为基波、3次、5次、7次谐波的瞬时输入功率的波形图；

图6是图2中无电解电容电机驱动系统的输入电流分别为基波与3次、5次、7次谐波的瞬时输入功率之和的波形图。

具体实施方式

参见图2，无电解电容电机驱动系统由单相整流电路1、谐波注入电路3和三相逆变电路2依次串接组成，三相逆变电路2对永磁同步电机4进行驱动。本发明所述的用于无电解电容电机驱动系统的永磁电机控制器6的输出端分别连接无电解电容电机驱动系统的谐波注入电路3和三相逆变电路2。永磁电机控制器6由3次电流谐波注入算法模块、功率守恒算法模块、电流滞环比较器、转速环、电流环、3s/2r坐标变换模块、dθ/dt计算模块以及svpwm调制模块组成。

采用光电编码器5采集永磁同步电机4的转子位置角θ，转子位置角θ分别输入3s/2r坐标变换模块和dθ/dt计算模块，dθ/dt计算模块输出电机的实际转速n，实际转速n与给定转速n^*作比较，比较的差值输入转速环，转速环输出的是交轴电流给定量

采集无电解电容电机驱动系统的电压幅值u和角频率ω，将电压幅值u输入功率守恒算法模块，将角频率ω输入3次电流谐波注入算法模块。同时将给定转速n^*和交轴电流给定量与电压幅值u一起共同输入功率守恒算法模块，功率守恒算法模块输出的是参考电流基波幅值i，功率守恒算法模块的输出端连接3次电流谐波注入算法模块的输入端，将参考电流基波幅值i与角频率ω一起共同输入3次电流谐波注入算法模块，3次电流谐波注入算法模块输出的是整流电路参考电流

采集无电解电容电机驱动系统的单相整流电路1的实际输出电流iout，将实际输出电流iout与整流电路参考电流比较作差，其差值输入电流滞环比较器，电流滞环比较器输出端连接无电解电容电机驱动系统中谐波注入电路3的开关管s，电流滞环比较器输出pwm7指令，该指令控制开关管s的导通和关断，从而降低母线电压波动系数，同时提高系统输入侧的功率因数，为电机性能提高提供基本工作条件。

采集永磁同步电机4的3相绕组电流ia、ib、ic，3相绕组电流ia、ib、ic输入3s/2r坐标变换模块，3s/2r坐标变换模块输出的是交轴电流iq和直轴电流id，将交轴电流iq和转速环输出的交轴电流给定量作比较，比较的差值输入电流环，将直轴电流id和直轴电流给定量作比较，其差值也输入电流环，电流环输出是直轴电压ud和交轴电压uq，电流环的输出端连接svpwm调制模块的输入端，svpwm调制模块的输出端连接无电解电容电机驱动系统的三相逆变电路2，svpwm调制输出6路pwm1-6指令，6路pwm1-6指令控制三相逆变电路2，三相逆变电路2驱动永磁同步电机4。

再结合图3，转速环由重复控制器rc和pi控制器组成，重复控制器rc与pi控制器并联。实际转速n与给定转速n^*作比较后得到离散型的转速误差信号e(z)，转速误差信号e(z)分别输入重复控制器rc和pi控制器，重复控制器rc输出的是离散型的重复控制输出信号urc(z)，pi控制器输出的是离散型的控制信号upi(z)。

如图4所示，重复控制器rc在时滞环节z^-n后串联低通滤波器q(z)，再经z^-nz^rkrc环节以及补偿环节s(z)后输出重复控制输出信号urc(z)。其中，z是变量，n为系统采样频率与被控对象频率之比，r为超前环节的节拍，krc为重复控制器rc的增益。

参见图1-3，永磁电机控制器6工作时，首先采用电流传感器采集得到永磁同步电机4的3相绕组电流ia、ib、ic，再利用另一个电流传感器采集得到单相整流电路1的实际输出电流iout，使用传统的锁相环pll得到无电解电容电机驱动系统的电压幅值u和角频率ω。通过光电编码器5获得永磁同步电机4的转子位置角θ，转子位置角θ一路输入给3s/2r坐标变换模块，提供变换角度。3相绕组电流ia、ib、ic输入3s/2r坐标变换模块，3s/2r坐标变换模块将3相绕组电流ia、ib、ic转变为d-q电流，即交轴电流iq和直轴电流id，转子位置角θ另一路输入给dθ/dt计算模块，dθ/dt计算模块将其计算为实际转速n。

将给定转速n^*、交轴电流给定量和电压幅值u输入功率守恒算法模块，通过功率守恒算法模块对输入的参数进行处理，计算得到参考电流基波幅值i。计算的具体表达式为：

其中，pr为永磁同步电机4的转子极对数，ψm为永磁同步电机4的永磁磁链，为交轴电流给定值，n^*为永磁同步电机4的给定转速，u为无电解电容电机驱动系统的输入电压幅值。

表达式(1)的详细推导如下：

在无电解电容电机驱动系统的输入电流和电压相位相同时，驱动系统输入功率跟随电网相位周期性脉动变化，如公式(2)所示：

其中vin、iin分别为电网电压、电网输出电流，ω为无电解电容电机驱动系统的输入电压的角频率，pin、pin分别为无电解电容电机驱动系统的瞬时输入功率和平均输入功率。基于功率守恒法则，无电解电容电机驱动系统的平均输入功率pin和电机功率pm相等。

对于电机侧，电机的电磁转矩t满足：

电机功率pm满足下式：

其中，t为电机的转矩。

结合公式(2)、(3)、(4)可得公式(1)的参考电流基波幅值i。

将无电解电容电机驱动系统的电压角频率ω和参考电流基波幅值i输入3次电流谐波注入算法模块，3次电流谐波注入算法模块对输入的参数进行处理，计算得到注入3次谐波后的整流电路参考电流整流电路参考电流通过与整流桥实际输出电流iout滞环比较，电流滞环比较器发出pwm7指令，控制谐波注入电路3的开关管s的导通和关断，从而减小直流母线电压的波动。3次电流谐波注入算法模块计算的具体表达式为：

公式(5)的详细推导如下：

理想条件下，当无电解电容电机驱动系统瞬时输入功率pin和电机功率pm相等时，电容不再吸收和释放能量，故有：

由该式(6)可知，当输入功率pin、电机功率pm相等时，系统输入电流iin与电网输入电压幅值u成反比关系。该电流谐波分析表明系统输入电流中包含大量奇次谐波。因此，在现有无电解电容驱动系统输入端注入适当的奇次谐波电流，可大幅度减小输入功率脉动，进而维持母线电压恒定。

参见图5所示，是无电解电容驱动系统的输入电流分别是基波、3次、5次及7次谐波的瞬时输入功率关系波形图，图5中横坐标代表时间，纵坐标从上到下依次是：系统输入电流为基波、3次、5次及7次谐波后的系统瞬时输入功率分别是pin1、pin3、pin5、pin7，pm为电机功率，pmax为系统瞬时输入最大功率。参见图6所示，图6中横坐标代表时间，纵坐标从上到下依次是：系统输入电流为基波和3次谐波的系统瞬时输入功率和pin1+pin3、系统输入电流为基波和5次谐波的系统瞬时输入功率和pin1+pin5、系统输入电流为基波和7次谐波的系统瞬时输入功率和pin1+pin7，pmax为系统瞬时输入最大功率。从图5和图6可以看出，三次谐波电流能最大程度地抵消无电解电容驱动系统的瞬时输入功率脉动，因此可以在驱动系统输入电流中注入与基波同相位的3次谐波。那么无电解电容电机驱动系统的输入参考电流的表达式为：

其中，为驱动系统注入3次电流谐波后的输入参考电流值，是以基波电流幅值为基准的三次谐波幅值的标幺值。假设电网电压稳定，当驱动系统输入侧注入3次电流谐波后，驱动系统输入功率因数pf的表达式为：

为了确保无电解电容电机驱动系统的高输入功率因数，pf值取0.9，则大约为0.48。

在无电解电容电机驱动系统中，为了便于实施3次谐波注入，本发明中采用单相整流电路1的输出侧注入，那么注入3次谐波后的单相整流电路1输出侧参考电流为：

根据得到的输出侧参考电流采用电流滞环比较器控制单相整流电路1输出侧实际输出电流iout。具体过程为：当实际输出电流iout与整流电路参考电流的差值小于电流滞环比较器的环宽时，电流滞环比较器输出的pwm7为高电平，谐波注入电路3的开关管s导通，电流上升直至等于整流电路参考电流当实际输出电流iout与参考电流的差值大于环宽时，电流滞环比较器输出的pwm7为低电平，谐波注入电路3的开关管s关断，电流下降，直至达到整流电路参考电流

参见图2-4，对电机转速n控制时加入重复控制，消除母线电压周期性波动所造成的控制器输出不稳定，改进电机的转速环。参见图3，重复控制器rc并联在pi控制器上，得到q轴给定值对d-q电流分量采用常规的矢量控制，得到直轴电压ud和交轴电压uq。转速环的具体表达式为：

其中，n为电机的实际转速，gpi(z)是离散型的pi传递函数，grc(z)是离散型的重复控制传递函数。

通过重复控制可有效降低直流母线电压波动，但母线电压波动依然存在，波动可认为是周期性的扰动量，传统空间矢量控制的pi控制器无法有效抑制该扰动量，导致控制器输出跟踪速度慢和精度差，造成电机转速、电流与参考值存在稳态误差。离散型的pi传递函数grc(z)为改进型重复控制，可有效消除误差。如图4所示，与现有重复控制器相比，重复控制器rc在时滞环节z^-n后串联了低通滤波器q(z)，降低了控制器对模型误差和参数变化的敏感性，提高了重复控制器rc的稳定性。重复控制器rc在离散域的传递函数grc(z)为：

其中，urc(z)是离散型的重复控制输出信号，e(z)是离散型的转速误差信号，n为系统采样频率与被控对象频率之比，z是变量，r为超前环节的节拍，用于补偿由补偿环节s(z)在低频引起的相位滞后，krc为重复控制器rc的增益，决定了系统的误差调节时间和稳定程度。q(z)为低通滤波器，增强系统稳定性，同时提高闭环系统的鲁棒性。补偿环节s(z)的表达式如公式(12)所示，其目的是消除控制对象较高的谐振峰值，增强前向通道的高频衰减特性，进而提高驱动系统的稳定性和抗高频干扰能力：

因此，交轴电流给定值的计算公式为：

最后，svpwm调制模块根据直轴电压ud和交轴电压uq合理分配后得到6路pwm1-6指令，从而控制永磁同步电机4的运行。