一种基于交错并联结构的高升压比双向DC/DC变换器的制作方法

本发明属于电压变换领域。

背景技术：

由于直流输电技术的成熟，直流输电本身具有的远距离、大功率、利于电网互联等特性日益展现，但同时直流输电的弊端也得到放大。直流输电母线与直流负载、直流电源之间的匹配往往比较难，因此就需要双向dc/dc变换器进行电压的变换。目前市面上的dc/dc变换器已经可以满足直流输电领域的基本要求，但是目前的双向dc/dc变换器仍存在以下几大问题：

1、传统的双向dc/dc功率变换器电压调整范围较小，在占空比较大或较小的极端情况下功率变换器的效率会比较低，因此便失去了直流输电的意义。

2、传统的双向dc/dc功率变换器多采用全桥结构或buck/boost结构。传统的拓扑结构存在开关器件多、控制困难、体积庞大、电路建模困难等缺点，同时变换器的运行可靠性较低。

3、传统的双向dc/dc功率变换器直流输出纹波较大，不符合多数直流用电器纹波要求。

4、为了降低直流输出的电压纹波，目前也存在交错并联结构的双向dc/dc变换器，但目前的交错并联结构中，并联单元均流比较困难，降低运行可靠性。

技术实现要素：

本发明是为了解决传统的双向dc/dc功率变换器电压调整范围较小、输出效率低和输出电压纹波大的问题，本发明提供了一种基于交错并联结构的高升压比双向dc/dc变换器。

一种基于交错并联结构的高升压比双向dc/dc变换器，它包括3个双向dc/dc变换器单体，且3个双向dc/dc变换器单体并联连接；

所述的每个双向dc/dc变换器单体包括电感l1、电感l2、电感ls、电感lp、电容c1、电容c2、二极管d1至d4、功率开关管s1、功率开关管s2和功率开关管s3；

电感l2的一端与电感lp的一端连接，电感l2的另一端与二极管d2的阴极和功率开关管s2的负端同时连接；

电感lp的另一端与电感ls的一端、二极管d1的阳极、功率开关管s1的正端同时连接；

电感ls的另一端与电容c2的一端连接，电容c2的另一端与二极管d3的阴极、功率开关管s2的正端和功率开关管s3的负端同时连接；

二极管d1的阴极与电容c1的一端和电感l1的一端同时连接，电感l1的另一端与二极管d3的阳极和二极管d4的阴极同时连接；

功率开关管s1的负端与二极管d2的阳极、电容c1的另一端和二极管d4的阳极同时连接；

电感lp和电感ls构成耦合电感lr，且电感lp为耦合电感lr的原边，电感ls为耦合电感lr的副边；

所述的电感l2的一端和功率开关管s1的负端分别用于接入低压侧电源vl的正、负极；

所述的功率开关管s3的正端和二极管d4的阳极分别用于接入高压侧电源vh的正、负极；

3个双向dc/dc变换器单体中的耦合电感lr缠绕在同一铁芯上。

所述的一种基于交错并联结构的高升压比双向dc/dc变换器，还包括电容cl和电容ch；

电容cl的两端分别接入低压侧电源vl的正、负极，

电容ch的两端分别接入高压侧电源vh的正、负极。

所述的功率开关管s1、功率开关管s2和功率开关管s3均为nmos晶体管。

本发明带来的有益效果是：

(1)本发明所述的一种基于交错并联结构的高升压比双向dc/dc变换器可实现较高的变换效率，额定条件下双向变换器输出效率高于95.27％，且在大功率场合输出效率更高。同时变换器双向输出电压纹波均比较小，都小于±0.10％。

(2)对本发明所述的一种基于交错并联结构的高升压比双向dc/dc变换器构成的三相系统进行小信号建模，忽略系统的高阶极点的作用，仅考虑系统中的主导极点，系统可以被简化为二阶系统。当电路工作于boost模式时，简化后的系统传递函数的拟合度为91.43％，系统传递函数如式(10)，系统的波特图如图8所示。

当电路工作于buck模式时，简化后的系统传递函数的拟合度为91.88％，系统的传递函数如式(11)，系统的波特图如图9所示。根据图8与图9所示系统波特图，可以对系统实现补偿，进行闭环系统设计，算法设计较为简单。

(3)变换器可以实现较大的升压比。在buck模式下，选取不同的耦合电感变比，可以测得在占空比不同的情况下的升压比，如图10所示。从图10中可以看出，在不同n值的情况下变换器升压比的倒数较大，因此可以高效率地大范围的降压变换；同时在boost模式不同耦合电感在不同占空比情况下的升压比如图11所示。从图11可以看出，变换器可以实现大范围的升压变换，同时在进行大范围变换时保持较高效率。

附图说明

图1为本发明所述的双向dc/dc变换器单体的结构示意图；

图2为本发明所述的一种基于交错并联结构的高升压比双向dc/dc变换器的原理示意图；

图3为在buck模式下，功率开关管s1、功率开关管s2和功率开关管s3的控制策略图；其中，sg1为功率开关管s1的栅极接收的控制信号，sg2为功率开关管s2的栅极接收的控制信号，sg3为功率开关管s3的栅极接收的控制信号，vgs为功率开关管栅源极两端电压；

图4为在buck模式下，功率开关管s3作为功率变换开关时，双向dc/dc变换器单体(1)的波形图；其中，为耦合电感原边电流，为耦合电感副边电流，为流经电感l1的电流，为流经电感l2的电流，为开关管s1的漏源极电压，为流经开关管s1的电流，为开关管s2的漏源极电压，为流经开关管s2的电流，为开关管s3的漏源极电压，为流经开关管s3的电流；

图5为在boost模式下，功率开关管s1，与功率开关管s3在存在死区的条件下，互补控制的策略图；

图6为在boost模式下，双向dc/dc变换器单体(1)的波形图；

图7为交错并联法的磁芯的简化示意图；

图8为在boost模式下系统波特图；

图9为在buck模式下系统波特图；

图10为buck模式下升压比曲线图；

图11为boost模式下升压比曲线图；

图12为样机输出电压波形图；

图13为本发明所述的一种基于交错并联结构的高升压比双向dc/dc变换器的输出效率。

具体实施方式

具体实施方式一：参见图1和图2说明本实施方式，本实施方式所述的一种基于交错并联结构的高升压比双向dc/dc变换器，它包括3个双向dc/dc变换器单体1，且3个双向dc/dc变换器单体1并联连接；

所述的每个双向dc/dc变换器单体1包括电感l1、电感l2、电感ls、电感lp、电容c1、电容c2、二极管d1至d4、功率开关管s1、功率开关管s2和功率开关管s3；

电感l2的一端与电感lp的一端连接，电感l2的另一端与二极管d2的阴极和功率开关管s2的负端同时连接；

电感lp的另一端与电感ls的一端、二极管d1的阳极、功率开关管s1的正端同时连接；

电感ls的另一端与电容c2的一端连接，电容c2的另一端与二极管d3的阴极、功率开关管s2的正端和功率开关管s3的负端同时连接；

二极管d1的阴极与电容c1的一端和电感l1的一端同时连接，电感l1的另一端与二极管d3的阳极和二极管d4的阴极同时连接；

功率开关管s1的负端与二极管d2的阳极、电容c1的另一端和二极管d4的阳极同时连接；

电感lp和电感ls构成耦合电感lr，且电感lp为耦合电感lr的原边，电感ls为耦合电感lr的副边；

所述的电感l2的一端和功率开关管s1的负端分别用于接入低压侧电源vl的正、负极；

所述的功率开关管s3的正端和二极管d4的阳极分别用于接入高压侧电源vh的正、负极；

3个双向dc/dc变换器单体1中的耦合电感lr缠绕在同一铁芯上。

本实施方式中所述的一种基于交错并联结构的高升压比双向dc/dc变换器所示的电路具有三相对称结构，因此，原理上着重从单相电路分析发明的主要内容。

原理分析：

所述的双向dc/dc变换器单体1要有五部分构成，即：低压侧电路、高压侧电路、过渡电路、钳位电路以及降压开关电路。

低压侧电路包括耦合电感lr的原边lp和功率开关管s1；低压侧电路与双向dc/dc变换器单体1的低压侧相连，与之对应的功率开关管s3便是高压侧电路，高压侧电路与电路的高压侧相连。

过渡电路包括耦合电感lr的副边ls以及电容c2，且过渡电路在连接双向dc/dc变换器单体1的高压侧与低压侧间，起到了能量缓冲的作用。

钳位电路包括电感l1、电容c1、二极管d1、d3、d4，目的是为了在开关管工作过程中提供电流通路、促进开关管软开关过程的形成。

降压开关电路包括电感l2、二极管d2、功率开关管s2，组成了电路的辅助降压部分，辅助降压部分仅仅在电路的buck模式下起作用，为电流提供必要的通路，保证电路的buck模式顺利进行。

(一)双向dc/dc变换器单体1的buck模式

在buck模式下，辅助降压部分参与功率的变换，且功率开关管s2与功率开关管s1同相位控制，与功率开关管s3在存在死区的条件下互补控制。控制策略如图3所示。

在buck模式下，双向dc/dc变换器单体1电路共有七个模态。在电路的工作模态中，功率开关管s3为功率变换开关，而开关管s1与s2在此过程中主要起到辅助作用，而s2开通时，工作于同步整流状态。在buck模式下双向dc/dc变换器单体1的主要波形如图4所示。

从图3中可以看出，双向dc/dc变换器单体1中的开关管均可以零电压开通，均可以实现软开关状态以大大减小电路的损耗。在t0-t1时刻，s3开通，vh-s3-c2-ls-lp-vl构成了电流的一个通路，根据回路电压定律，可以得到电压vh的表达式，如式1：

由于lp和ls是耦合电感lr的原边与副边，假设耦合电感lr的变比为n，则副边电压可以写成则式(1)可以写成：

以此类推，在t3-t4时刻，对于可以写成同时由于双向dc/dc变换器单体1的死区时间比较短，因此，可以认为d1+d3＝1，故：

因此，公式2可以整理为：

综合，通过公式1至公式4，可以写出双向dc/dc变换器单体1在buck模式下的升压比如式5所示：

(二)双向dc/dc变换器单体1的boost模式

在boost模式下，电路的辅助降压部分不参与功率的变换，开关管s1，与开关管s3在存在死区的条件下互补控制。控制策略如图5所示。

在boost模式下，由于降压辅助电路不参与功率变换，因此，相关的电路模态也有所减少，共有6个不同的工作模态，而开关管s3开通时，则双向dc/dc变换器单体1工作于同步整流状态，可以进一步减小电路中的损耗。在boost模式下双向dc/dc变换器单体1的主要波形如图6所示。

从图6中可以看出，电路中的开关管均可以零电压开通，均可以实现软开关状态以大大减小电路的损耗。在t0-t1时刻，s1开通，此时c2-ls-s1-c1-l1-d1构成了电流的一个通路，此时，电感l1的电感电流变换率很小，因此，电感l1上的电压可以忽略，因此根据回路电压定律，有

以此类推，在t2-t3时刻，vl-lp-d1-c1构成回路，因此，如式(7)所示，同时认为死区时间较短可以忽略不计，因此，可以表示出vh的电压，如式(8)，

综合，以上式6至式8，可以写出双向dc/dc变换器单体(1)在boost模式下的升压比，如(9)所示

(三)新型交错并联均流方式

在进行双向dc/cd变换器交错并联时，电流分配不均经常是一个造成设备稳定性差的重要原因，因此，本发明利用电路中的耦合电感lr，设计了新型交错并联方式。在并联过程中，将3个双向dc/dc变换器单体1的耦合电感lr均缠绕在同一铁芯上，本发明可合理设计铁芯上线圈的空间距离与线圈的缠绕方式，便可以实现不同相的均流。该种均流方法操作简单，成本较低，避免了用的外特性下垂均流法、有源均流法存在的操作复杂、成本较高、可靠性低的弊端。本发明的新型交错并联法的磁芯的简化示意图如图7所示。

验证试验:

为了验证本发明所提出的一种基于交错并联结构的高升压比双向dc/dc变换器的设计的正确性，搭建了交错并联的双向变换器样机进行实验。样机的控制部分选用atmel公司的at90pwm2型单片机，该型号单片机运算速度快，同时内部具有psc模块，利于电压检测以及pwm波输出。为实现强驱动能力，驱动芯片选用专用控制和芯片ir2104进行电路驱动。单相双向dc/dc功率变换器元件参数如表1所示，fs表示系统工作的频率。

表1双向dc/dc变换器单体1的元器件参数

2、样机实验结果

以变换器输入电压24v、耦合电感lr变比n＝2的样机进行试验，任选占空比d＝0.52，经实验测试电路输出电压为200v，纹波较小，输出电压波形如图12所示。

同时在vl＝24v，vh＝200v电压条件下，选取不同的负载，在不同的功率等级条件下对电路的功率进行测量。测量结果如图13所示，从图13中可以看出，电路在宽输入范围、宽负载调整率的情况下都具有较高的效率，在输出功率约等于300w的负载条件下输出功率最大，超过了95％。