一种负电源转正电源转换电路及正电源转负电源转换电路的制作方法

本发明涉及半导体集成电路及电源技术领域，尤其涉及正负低压电源，具体提供一种负电源转正电源转换电路及正电源转负电源转换电路。

背景技术：

目前，半导体集成电路中为满足电路对性能的要求，需要采用正负电源进行供电；而在电源技术领域，为满足被供电电路的需求，也需要电源管理芯片提供正负电源输出端；同时当现有一种正电源，而电路需要是的负电源时，则需要将正电源转换为负电源；而当现有一种负电源，而电路需要的是正电源时，则需要将负电源转换为正电源。所需的正负电压源相互转换虽然可以通过现有倍压整流技术实现，但此方式存在转换速度慢，效率低的缺点。

如图1所示为现有技术中利用倍压整流电路实现正电源转换为负电源的电路原理图；其中mp1和mn1构成一个反相器，反相器的输入信号为脉冲信号v0，反相器的电源电压为稳压器输出的正电源vcc，电路中还包括两个二极管d1和d2、以及两个电容c1和c2；当反相器输入信号v0为低电平时，mp1导通，反相器输出v1为vcc，并经电容c1及d1组成的回路对电容c1充电，电容两端的电压为v1-v2接近于电源电压vcc；当反相器输入信号v0变为高电平时，反相器输出v1为0，但由于此过程电容两端的电压不能突变，因此，v2的电位约为-vcc，此时由c2、d2及c1组成对电容c2的充电回路，电容c2两端得到负电压，即vee输出为负电压；在该电路中，要保证电容c1的值要大于c2的值，以保证c1上存储的电量能将c2充满。但该方式仅在输入脉冲信号半个周期内对电容c2充电，效率低，速度慢。

技术实现要素：

本发明的目的在于针对现有正负电源转换电路转换速度慢、效率低的缺点，提供一种负电源转正电源转换电路及正电源转负电源转换电路，该相互转换电路能够在控制信号整个周期内高效地实现电源正负极性转换。为实现该目的，本发明采用的技术方案为：

负电源转正电源转换电路，包括输入控制端、第一单元转换模块、第二单元转换模块、输出储能电容(co)及供电电源，所述第一单元转换模块与第二单元转换模块并联后连接于输入控制端与输出储能电容之间；所述第二单元转换模块由第一单元转换模块串联一个反相器构成，所述反相器连接于输入控制端与第一单元转换模块之间；所述第一单元转换模块由第一nmos管(mn1)、第二nmos管(mn2)、单元反相器及单元储能电容(ca)构成，所述第一、第二nmos管的衬底电极均接供电电源低电位或者接介于供电电源低电位与源极及漏极最低电位间的任意电位(该电位可将供电电源采用多个电阻分压或多个二极管连接的晶体管分压得到)，所述第二nmos管以二极管形式连接构成二极管、所述二极管反向端与输出储能电容(co)连接、正相端连接第一nmos管的源极，所述第一nmos管栅极连接输入控制端、漏极连接电源地或零电位，所述单元反相器输入端连接输入控制端、输出端连接单元储能电容，所述单元储能电容另一端连接第一nmos管的源极。

负电源转正电源转换电路的第一单元转换模块和第二单元转换模块，均可单独使用，实现负电源转正电源。

正电源转负电源转换电路，包括输入控制端、第一单元转换模块、第二单元转换模块、输出储能电容(co)及供电电源，所述第一单元转换模块与第二单元转换模块并联后连接于输入控制端与输出储能电容之间；所述第二单元转换模块由第一单元转换模块串联一个反相器构成，所述反相器连接于输入控制端与第一单元转换模块之间；所述第一单元转换模块由第一pmos管(mp1)、第二pmos管(mp2)、单元反相器及单元储能电容(ca)构成，所述第一、第二pmos管的衬底电极均接供电电源高电位或者接介于源极及漏极最高电位与供电电源高电位之间的任意电位(该电位可将供电电源采用多个电阻分压或多个二极管连接的晶体管分压容易得到)，所述第二pmos管以二极管形式连接构成二极管、所述二极管正向端与输出储能电容(co)连接、反相端连接第一pmos管的源极，所述第一pmos管栅极连接输入控制端、漏极连接电源地或零电位，所述单元反相器输入端连接输入控制端、输出端连接单元储能电容，所述单元储能电容另一端连接第一pmos管的源极。

正电源转负电源转换电路中的第一单元转换模块和第二单元转换模块，均可单独使用，实现正电源转负电源。

从工作原理上讲，本发明提供正电源转负电源转换电路及负电源转正电源转换电路，既可采用其中任一单元转换模块构成，也可采用两个单元转换模块并联构成；对于采用其中任一单元转换模块构成的转换电路，仅有半个周期时间对输出电容充电；为提高转换效率，可采用两个单元转换模块并联构成转换电路，即第二单元转换模块采用第一单元转换模块相同电路结构串联一个反相器构成；工作过程中，第一单元转换模块在输入信号第一电平时间内对输出储能电容充电，而第二单元转换模块在输入信号第二电平时间内对输出储能电容充电，即实现在控制信号整个周期(即第一电平和第二电平时间)内均可对输出储能电容充电，实现正电源或负电源输出。需要说明的是，本发明中正电源转负电源转换电路和负电源转正电源转换电路虽然采用的器件及连接关系有所变化，但其工作原理相同，故具备单一性。

综上，本发明的有益效果在于提供正电源转负电源转换电路及负电源转正电源转换电路，能够在控制信号整个周期内高效地实现电源正负极性转换；大大提高转换速度和效率。

附图说明

图1为现有技术中利用倍压整流电路实现正电源转换为负电源的电路原理图。

图2为图1所示电路的仿真结果图；其中，选取c1＝60pf、c2＝30pf，从图中可以看出，通过上述电路在得到了一个负电压源vee≈-5.3v，其值略小于-6v，主要是由于二极管的压降造成的。

图3为本发明实施例1中负电源转正电源转换电路中第一单元转换模块的电路原理图。

图4为图3所示电路的仿真结果图。

图5为本发明实施例1中负电源转正电源转换电路的电路原理图。

图6为图5所示电路的仿真结果图。

图7为图3与图5所示电路的仿真结果对比图。

图8为本发明实施例2中正电源转负电源转换电路中第一单元转换模块的电路原理图。

图9为图8所示电路的仿真结果图。

图10为本发明实施例2中正电源转负电源转换电路的电路原理图。

图11为图8与图10所示电路的仿真结果对比图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细说明。

实施例1，本实施例提供一种负电源转正电源转换电路，其电路原理图如图5所示，其中虚线框中标记为第一单元转换模块，第二单元转换模块中nmos管mn和pmos管mp构成反相器、其输入端连接输入控制端，第一单元转换模块与第二单元转换模块并联后连接于输入控制端与输出储能电容co之间；本实施例中，第一单元转换模块的电路原理图如图3所示，其中反相器由nmos管mn3和pmos管mp3构成，ca为单元储能电容，co为输出储能电容，电源电压vee为-12v。

图4为如图3所示电路的仿真结果；电路的工作原理简要描述如下：当vin为0v时，mn1和mn3导通，mn1、ca和mn3与负电压源形成充电回路，vca的电位被充至接近0v(0v－vdsn1)，而单元储能电容ca的负端(mp3漏极)电位为vdsn3－12v；vin跳变为-12v时，mn1和mn3截止，mp3导通，此时单元储能电容ca负端(mp3漏极)的电位在瞬间由vdsn3－12v抬升为0－vsdp3v，因此，vca的电位也被抬升为vca＝12v－vdsn1－vsdp3－vdsn3，随即，vca通过mn2向输出储能电容co充电，在电容输出储能电容co上得到正电压源voa，且voa＝(0-vee-vdsn1-vsdp3-vdsn3-vgsn2)＝12v－vdsn1－vsdp3－vdsn3－vgsn2；对于mp3和mn3漏源电压可以忽略，但由于mn1和mn2存在衬底偏置效应，使得vdsn1和vgsn2较大，有voa＝12v－vdsn1－vgsn2。如图4所示的仿真结果，得到的正电压源voa＝8v。为缓解mn1和mn2的衬底偏置效应，以提高输出电压值，可使其衬底接接介于供电电源低电位与源极及漏极最低电位间的任意电位，而该电位可将供电电源采用多个电阻分压或多个二极管连接的晶体管分压得到。

图6为图5所示电路的仿真结果图，图7为图3与图5所示电路的仿真结果对比图，由仿真结果可知，第一单元转换模块在输入为-12v时为输出储能电容co充电，第二单元转换模块在输入为0时对输出储能电容co充电；即实现第一、第二单元转换模块在整个输入信号周期内交替为输出储能电容co充电。

实施例2

本实施例提供一种正电源转负电源转换电路，其电路原理图如图10所示，其中虚线框中标记为第一单元转换模块，第二单元转换模块中nmos管mn和pmos管mp构成反相器、其输入端连接输入控制端，第一单元转换模块与第二单元转换模块并联后连接于输入控制端与输出储能电容co之间；本实施例中，第一单元转换模块的电路原理图如图8所示，其中反相器由nmos管mn3和pmos管mp3构成，ca为单元储能电容，co为输出储能电容，电源电压vdd为12v。

图9为图8所示电路的仿真结果图，电路的工作原理简要描述如下：当vin为0v时，mp1和mp3导通，mp1、ca和mp3与正电压源形成充电回路，vce的电位被充至接近0v(vsdp1)，而单元储能电容ca的负端(mp3漏极)电位为12v－vsdp3；vin跳变为12v时，mp1和mp3截止，mn3导通，此时单元储能电容ca的负端(mp3漏极)的电位在瞬间由12v－vsdp3拉低为vdsn3，因此，vce的电位也被拉低为vce＝vdsn3+vsdp3+vsdp1－12v，随即，vce通过mp2向输出储能电容co充电，在输出储能电容co上得到负电压源voc，voc＝(0-vdd+vsdp1+vsdp3+vdsn3+vsgp2)＝vsdp1+vsdp3+vdsn3+vsgp2－12v；对于mp3和mn3漏源电压可以忽略，但由于mp1和mp2存在衬底偏置效应，使得vsdp1和vsgp2较大，有voa＝vsdp1+vsgp2－12v。如图9所示的仿真结果，得到的正电压源voc＝-8v。为缓解mp1和mp2的衬底偏置效应，以提高输出电压值，可使其衬底接介于源极及漏极最高电位与供电电源高电位之间的任意电位，而该电位可将供电电源采用多个电阻分压或多个二极管连接的晶体管分压得到。

图11为图8与图9所示电路的仿真结果对比图，由仿真结果可知，第一单元转换模块在输入为12v时为输出储能电容co充电，第二单元转换模块在输入为0时对输出储能电容co充电；即实现第一、第二单元转换模块在整个输入信号周期内交替为输出储能电容co充电。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。