一种倍压整流电路及其在谐振隔离变换器中的应用的制作方法

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一种倍压整流电路及其在谐振隔离变换器中的应用的制造方法与工艺

本发明涉及一种倍压整流电路,尤其涉及一种六倍压整流电路或可重构倍压整流电路。本发明还涉及一种应用上述倍压整流电路或可重构倍压整流电路的谐振隔离变换器。



背景技术:

随着电力电子技术的不断革新,对于DC开关电源的高效率、低功耗等方面的性能要求也在不断提高。而LLC谐振变换器由于其具有结构简单,方便控制,高转换效率,易实现开关管的零电压开通(ZVS)等优点而得到广泛地应用。

在一些实际应用中,DC电源需要提供宽输出电压范围,并且具有良好的输出电压调节性能。然而,在输入电压恒定、输出电压范围超宽的情况下,LLC谐振变换器的转换效率会大大降低。这是由于LLC谐振变换器为频率调制拓扑,当部署到宽电压增益范围应用时,其开关频率需要一个很宽的调节范围(如图1所示)。而随着开关频率偏离谐振频率,其转换效率会出现明显的衰减。

另一方面,LLC谐振变换器的副边常使用传统桥式整流结构。基于以下事实:a)桥式整流器的二极管的电压应力等于输出电压,b)高压功率二极管存在制造工艺尚不成熟、成本偏高等问题,在高输出电压应用中,桥式整流器不被视为优选方案。

综上,将基于传统桥式整流器的LLC谐振电路应用到高压、宽输出场景下,存在诸多亟需解决的问题。



技术实现要素:

本发明要解决的技术问题是:基于传统桥式整流器的LLC谐振变换器在高压、宽输出范围应用中的局限性。

为了解决上述技术问题,本发明的一个技术方案是提供了一种倍压整流电路,其特征在于,包括二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8,电容C1、C2、C3、C4、C5、C6,其中:电容C1和电容C4串联在二极管D2正极和二极管D5负极之间,二极管D1负极与二极管D2正极相连,二极管D1正极连接在电容C2的下管脚,电容C2的上管脚与二极管D3正极以及二极管D2负极相连,电容C5的上管脚与电容C2下管脚和变压器的上端口相连,电容C5的下管脚连接二极管D5正极以及二极管D6负极,二极管D4正极与二极管D5负极相连,二极管D4负极与电容C5上管脚相连,二极管D7正极与二极管D8负极相连,且串联在二极管D3正极和二极管D6负极之间,电容C3和电容C6串联在二极管D3负极和二极管D6正极之间,变压器的下端口同时连接电容C1的下管脚、二极管D7正极和电容C3的下管脚,二极管D3负极为电源正输出端,二极管D6正极为电源负输出端。

优选地,所述电容C1下管脚与所述变压器下端口之间通过开关S5相连接,形成可重构倍压整流电路。

优选地,所述开关S5由两个MOSFET管串联形成。

优选地,所述二极管D7正极与所述变压器下端口通过开关S6相连接,形成可重构倍压整流电路。

优选地,所述开关S6由两个MOSFET管串联形成。

优选地,在所述二极管D2负极与所述电容C2的上管脚之间串联开关S7,在所述二极管D5正极与所述电容C5的下管脚之间串联开关S8,形成可重构倍压整流电路。

优选地,所述开关S7及所述开关S8均采用单个MOSFET管。

本发明的另一个技术方案是提供了一种谐振隔离变换器,包括变压器,变压器原边电路为全桥LLC谐振电路,其特征在于,变压器副边电路为上述的倍压整流电路或上述的可重构倍压整流电路。

本发明所提出的电路结构可以很有效地改善传统LLC谐振电路在高压宽输出场景中的转换效率低的问题。同时,所提出的副边整流电路可以推演出多种可重构倍压整流电路,以满足不同等级的高压宽输出要求。所提出的这类可重构整流电路亦可应用于宽输入电路中。结合不同结构的原边输入电路,形成的新型电路可以很好地满足不同宽输入电路等级的要求。

附图说明

图1为传统LLC电路中电压增益与工作频率的对应关系;

图2为实施例1中的谐振隔离变换器的电路图;

图3a为实施例2中的谐振隔离变换器的电路图;

图3b为实施例2中的可重构倍压整流电路的开关S5闭合后的等效电路图;

图3c为实施例2中的可重构倍压整流电路的开关S5断开后的等效电路图;

图4a为实施例3中的谐振隔离变换器的电路图;

图4b为实施例3中的可重构倍压整流电路的开关S5闭合、开关S6断开后的等效电路图;

图4c为实施例3中的可重构倍压整流电路的开关S5断开、开关S6闭合后的等效电路图;

图4d为实施例3中的可重构倍压整流电路的开关S5断开、开关S6断开后的等效电路图;

图5为实施例3及实施例3中的开关S5及开关S6的示意图;

图6a为实施例4中的谐振隔离变换器的电路图;

图6b为实施例4中的可重构倍压整流电路的开关S7断开、开关S8断开后的等效电路图;

图6c为实施例4中的可重构倍压整流电路的开关S7闭合、开关S8断开后的等效电路图;

图6d为实施例4中的可重构倍压整流电路的开关S7闭合、开关S8闭合后的等效电路图;

图7为实施2电路中电压增益与工作频率的对应关系;

图8为实施3电路中电压增益与工作频率的对应关系;

图9为实施4电路中电压增益与工作频率的对应关系。

具体实施方式

为使本发明更明显易懂,兹以优选实施例,并配合附图作详细说明如下。

实施例1

如图2所示,本实施例公开的一种谐振隔离变换器包括变压器,变压器原边电路为传统全桥LLC谐振电路,副边电路为六倍压整流电路。

该六倍压整流电路的拓扑结构包括8个二极管,6个电容和1个负载R,具体连接关系描述如下:电容C1和C4串联在二极管D2正极和二极管D5负极之间,二极管D1负极与二极管D2正极相连,二极管D1正极连接在电容C2的下管脚,电容C2的上管脚与二极管D3正极以及二极管D2负极相连,电容C5的上管脚与电容C2下管脚和变压器的上端口相连,电容C5的下管脚连接二极管D5正极以及二极管D6负极,二极管D4正极与二极管D5负极相连,二极管D4负极与电容C5上管脚相连,二极管D7正极与二极管D8负极相连,串联在二极管D3正极和二极管D6负极之间,电容C3和电容C6串联在二极管D3负极和二极管D6正极之间,变压器的下端口同时连接电容C1的下管脚、二极管D7正极和电容C3的下管脚,二极管D3负极为电源正输出端,二极管D6正极为电源负输出端。

本发明所提出的六倍压整流电路的电路拓扑具有六倍压整流电路的工作效果。再结合不同结构的原边电路和变压器匝比,可以很好地满足高输出电压的要求。同时,为了更好地满足宽输出电压范围的要求且保证全输出范围条件下的高转换效率,本发明在所提出的电路基础上又推演出了以下实施例所公开的三种新型电路结构。

实施例2

如图3a所示,本实施例与实施例1的区别在于:将原本电容C1下管脚与变压器下端口相连的点断开,通过开关S5进行连接。结合图5,开关S5由两个MOSFET管串联形成。

如图3b所示,当开关S5闭合时,副边电路等效为六倍压整流电路。如图3c所示,当开关S5断开时,副边电路等效为四倍压整流电路。其中,当电路工作时,所提出的副边电路与传统四倍压和六倍压电路相比,未增加任何器件。因而,所提出电路不会增加额外的器件损耗。对于所提出的电路而言,通过副边电路结构的变换,可以很好地保证宽输出电压的范围要求。

本实施例公开的电路的输入电压设为390V,谐振频率设为100kHz,输出电压范围设为[500V,1100V]。如图7所示,对应的开关频率调节范围为[72kHz,129kHz]。相对于基于桥式整流的传统LLC谐振电路而言,相同输出电压范围情况下,开关频率的范围更小。开关频率摆动范围靠近谐振点附近,保证了整体电路的高转换效率。

实施例3

如图4a所示,本实施例与实施例2的区别在于:将二极管D7正极与变压器下端口相连的点断开,通过开关S6进行连接。结合图5,开关S6同样由两个MOSFET管串联形成。

如图4b所示,当开关S5闭合且开关S6断开时,副边电路等效为六倍压整流电路。如图4c所示,当开关S5断开且开关S6闭合时,副边电路等效为四倍压整流电路。如图4d所示,当开关S5断开且开关S6断开时,副边电路等效为二倍压整流电路。相对于实施例2所示的电路,它可以进一步拓宽输出电压的范围。

本实施例公开的电路的输入电压设为390V,谐振频率设为100kHz,输出电压范围设为[260V,950V]。如图8所示,对应的开关频率调节范围为[85kHz,118kHz]。相对于实施例2中的电路而言,输出电压范围更宽,开关频率范围更小,并且开关频率摆动范围更靠近谐振点,进一步保证了整体电路的高转换效率。

实施例4

如图6a所示,本实施例与实施例1的区别在于:在二极管D2负极和二极管D5正极处分别串联一个开关S7和开关S8。其中,开关S7与开关S8均由MOSFET管替代。如图6b所示,当开关S7断开且开关S8断开时,副边电路等效为四倍压整流电路。如图6c所示,当开关S7闭合且开关S8断开时,副边电路等效为五倍压整流电路。如图6d,当开关S7闭合且开关S8闭合时,副边电路工作状态等效为六倍压整流电路。相对于实施例2所示的电路,在输出电压的范围一样的前提下,开关频率范围可以进一步减小。

本实施例公开的电路的输入电压设为390V,谐振频率设为100kHz,输出电压范围设为[250V,420V]。如图9所示,对应的工作频率调节范围为[80kHz,120kHz]。相对于实施例1中的电路而言,输出电压范围相同情况下,开关频率范围更小,并且开关频率摆动范围更靠近谐振点附近,进一步保证了整体电路的高转换效率。

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