一种改进型移相全桥变换器电路的制作方法

本发明专利公开了一种改进型移相全桥变换器电路，涉及电力电子技术领域。

背景技术：

随着电力电子技术的发展，开关电源的性能也在不断提高。为了实现电源的高频化、小型化、数字化的发展趋势，软开关技术已广泛地应用在开关电源领域，成为了电力电子领域的一个非常重要的研究方向。

传统的移相全桥软开关变换器具有结构简单、损耗小、控制方便、性能稳定等优点，这使得移相全桥变换器非常适合中高功率应用场合。然而，传统的移相全桥软开关变换器依然存在着一些问题，一是在轻载工作情况下，变换器无法实现系统的zvs特性，从而导致系统效率降低，电磁干扰变高。二是变换器整流过程中的寄生振荡增加了器件的电压应力和输出电压纹波。三是在变换器的续流期间，导通损耗也显著增加。因此，无论从研究还是应用的角度，开发性能更优秀的移相全桥变换器，都具有重要的意义。

技术实现要素：

本发明专利所要解决的技术问题是：为克服现有技术中存在的不足，提供一种改进型移相全桥变换器电路，可以实现所有开关管的零电压开关，增加了变换器实现软开关技术的工作范围，同时抑制整流桥寄生振荡，显著降低了输出电压纹波，实现变换器的效率提升。

本发明专利为解决上述技术问题采用以下技术方案：

一种改进型移相全桥变换器电路，包括第一至第四mosfet，第一、第二变压器，第一至第三电容，第一至第四二极管，电阻，电感，其中，

所述第一mosfet的漏极分别与输入端正极、第二mosfet的漏极相连接，第一mosfet的源极分别与第三mosfet的漏极、第一电容的一端相连接，第三mosfet的源极分别与输入端负极、第一变压器的初级绕组的一端、第四mosfet的源极相连接，第二mosfet的源极分别与第四mosfet的漏极、第二电容的一端相连接，第一电容的另一端与第二变压器的第一次级绕组的一端相连接，第二变压器的第一次级绕组的另一端与第二变压器的第二次级绕组的一端、第二变压器的初级绕组的一端相连接，第二变压器的初级绕组的另一端与第一变压器的初级绕组的另一端相连接，第二电容的另一端与第二变压器的第二次级绕组的另一端相连接，所述第一二极管的阴极与第二二极管的阴极、电感的一端相连接，第一二极管的阳极与第一变压器次级绕组的一端、第三二极管的阴极相连接，第二二极管的阳极与第一变压器次级绕组的另一端、第四二极管的阴极相连接，第三二极管的阳极与第四二极管的阳极、第三电容的一端、电阻的一端相连接并接地，电感的另一端与第三电容的另一端、电阻的另一端相连接。

本发明与现有技术相比的主要技术特点是：

变换器具有较高的电压增益，有利于减少次级匝数、整流二极管电压应力。

滞后臂电流峰值高于超前臂电流峰值，并且能根据占空比进行动态调整，实现了zvs储存能量的自适应调整。此外，结电容彻底放电所需要的能量显著减小。因此，初级侧的开关管都能在宽范围内实现零电压开关。

在整个开关周期内保持原边功率向二次侧传递的连续性，有效地降低了整流电压的振荡，解决了传统移相全桥变换器的环流问题。

附图说明

图1是本发明专利的电路连接示意图，其中：q1、q2、q3、q4分别为第一至第四mosfet，c1、c2、c0分别为第一至第三电容，tm、taux分别为第一、第二变压器，np为第一变压器的初级绕组，ns为第一变压器的次级绕组，n3为第二变压器的初级绕组，n1为第二变压器的第一次级绕组，n2为第二变压器的第二次级绕组，llk为tm的漏感，lm为taux的励磁电感，taux和tm的变比分别是n1:n2:n3＝1:1:n和np:ns＝1:n，d1、d2、d3、d4分别为第一至第四二极管，r为电阻，l0为电感。

图2是本发明的移相全桥变换器电路的主要工作波形示意图。

图3～8是本发明的移相全桥变换器的等效电路结构示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明专利的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明专利，而不能解释为对本发明专利的限制。凡根据本发明主要技术方案的精神实质所做的修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

下面结合附图对本发明专利的技术方案做进一步的详细说明：

一种改进型移相全桥变换器电路，包括第一至第四mosfet，第一、第二变压器，第一至第三电容，第一至第四二极管，电阻，电感，其中，

所述第一mosfet的漏极分别与输入端正极、第二mosfet的漏极相连接，第一mosfet的源极分别与第三mosfet的漏极、第一电容的一端相连接，第三mosfet的源极分别与输入端负极、第一变压器的初级绕组的一端、第四mosfet的源极相连接，第二mosfet的源极分别与第四mosfet的漏极、第二电容的一端相连接，第一电容的另一端与第二变压器的第一次级绕组的一端相连接，第二变压器的第一次级绕组的另一端与第二变压器的第二次级绕组的一端、第二变压器的初级绕组的一端相连接，第二变压器的初级绕组的另一端与第一变压器的初级绕组的另一端相连接，第二电容的另一端与第二变压器的第二次级绕组的另一端相连接，所述第一二极管的阴极与第二二极管的阴极、电感的一端相连接，第一二极管的阳极与第一变压器次级绕组的一端、第三二极管的阴极相连接，第二二极管的阳极与第一变压器次级绕组的另一端、第四二极管的阴极相连接，第三二极管的阳极与第四二极管的阳极、第三电容的一端、电阻的一端相连接并接地，电感的另一端与第三电容的另一端、电阻的另一端相连接。

下面以附图1为主电路结构，结合附图2～8叙述本发明的具体工作原理。由附图2可知整个变换器在一个开关周期有12种开关模态，分别是[t0～t1]、[t1～t2]、[t2～t3]、[t3～t4]、[t4～t5]、[t5～t6]、[t6～t7]、[t7～t8]、[t8～t9]、[t9～t10]、[t10～t11]、[t11～t12](见附图2)，其中，[t0～t6]为前半周期，[t6～t12]为后半周期。下面对各开关模态的工作情况进行具体分析。

在分析之前，作如下假设：1)所有器件均为理想器件；2)隔直电容c1、c2看作幅值为0.5vin的恒压源；3)四个mosfet的结电容均为coss；4)忽略tm的漏感llk和taux的励磁电感lm；5)输出滤波电感l0看作恒流源。

开关模态1[t0～t1]

q1、q2、d1-d4导通。变压器taux初级绕组上的电压为0，ilm达到反向最大值-im。变压器tm的初级绕组两端的电压为0.5vin，流过的电流为ni0，整流电压为0.5nvin。

开关模态2[t1～t2]

在t1时刻，q2关断。q2、q4的结电容通过恒流源ilea线性放电。超前臂电压vlea从vin下降到零，同时vp从0.5vin下降到0.5nvin，变压器taux的励磁电感lm两端的电压从零开始下降。

开关模态3[t2～t3]

在t2时刻，vlea下降到零，q4的寄生二极管正向偏置，q4零电压导通。vp和vrec分别保持为0.5nvin和0.5n²vin。因此，在模态3的持续期间内，原边功率保持向二次侧传递。lm两端的电压保持在-vin，ilm从-im增加到+im。

开关模态4[t3～t4]

在t3时刻，q1关断。此时，ilm上升到正向最大值+im。输出滤波电感等效到初级侧，因此，电流保持恒定。q1、q3的结电容通过恒流源ilag线性放电。vlag、vp开始下降，当vp下降到零，模态4结束。

开关模态5[t4～t5]

在t4时刻，vp下降到零，滞后臂中点电压vlag为vin/(1+n)，整流侧电压跌落为零，所有整流二极管同时导通。变压器tm的初级绕组和次级绕组两端的电压均为零。初级侧结电容与漏感发生谐振。

开关模态6[t5～t6]

在t5时刻，vlag下降到零。q3的体二极管导通，q3能够零电压导通。整流二极管保持导通，vab保持为零。llk两端的电压为-0.5vin，使ip线性下降。在t6时刻，ip达到-ni0，同时d1、d4关断，d2、d3保持导通，lm两端的电压为零，ilm达到正向最大值。

后半周期[t6～t12]的工作原理与前半周期[t0～t6]基本相同，只是电流、电压反方向变化，因此不再多述。

由以上描述可知，本发明提出的改进型移相全桥变换器具有如下优点：

变换器具有较高的电压增益，有利于减少次级匝数、整流二极管电压应力。

滞后臂电流峰值高于超前臂电流峰值，并且能根据占空比进行动态调整，实现了zvs储存能量的自适应调整。此外，结电容彻底放电所需要的能量显著减小。因此，初级侧的开关管都能在宽范围内实现零电压开关。

在整个开关周期内保持原边功率向二次侧传递的连续性，有效地减小了电感电流纹波和整流电压的振荡，解决了常规移相全桥变换器存在的环流问题。