用于变流器的开关电源及变流器的制作方法

本实用新型涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种用于变流器的开关电源及变流器。

背景技术：

图1示出的变流器是现有技术中常用的风电变流器，变流器将电机1发出的交流电通过机侧功率模块3(整流器)变换为直流电，经直流母线电容C1滤波，然后通过网络功率模块4(逆变器)变换成可以并入电网2的交流电。在变流器工作过程中，直流母线与电网2的接地点(网侧中性点)G之间必然存在共模噪声。直流母线的共模噪声可以通过下述方法进行计算。设置两个虚拟阻抗R1、R2用于计算直流母线的中间电位，直流母线P和N的对地电压分别为U_PG和U_NG，虚拟点Z的对地电压为U_ZG。直流母线的共模电压可通过公式(1)计算：

U_ZG＝(U_PG+U_NG)/2＝U_CM (1)

由于机侧功率模块2和网侧功率模块3均工作在开关模式，开关频率通常为2-4KHz，因此，直流母线上的电压的共模噪声不仅有工频分量，还有高频分量。

目前，变流器中的机侧功率模块2和网侧功率模块3的驱动板，通常采用自取能开关电源从直流母线上获取电能，使得直流母线上的共模噪声通过开关电源耦合到驱动板上。由于直流母线共模噪声中存在高频分量，共模噪声更容易通过开关电源中跨接在变压器原次边的Y电容和耦合电容耦合到驱动板上，造成变流器系统的电磁兼容(Electro Magnetic Compatibility，EMC)问题，并增加驱动板对地绝缘的设计难度。

技术实现要素：

本实用新型的实施例提供一种用于变流器的开关电源及变流器，以解决现有技术中变流器系统的直流母线共模噪声易耦合到功率模块驱动板的问题。

根据本实用新型的实施例的第一方面，提供了一种用于变流器的开关电源，开关电源设置在变流器的功率模块中，并与直流母线连接，开关电源包括变压器、MOSFET、控制电路和整流滤波电路；变压器的原边与次边之间仅通过电磁耦合传递能量；变压器的原边的第一端直流母线的正极连接，变压器的原边的第二端与MOSFET的漏极连接；MOSFET的源极与直流母线的负极连接；控制电路与MOSFET的栅极和源极连接，控制电路还与直流母线的负极连接；变压器的次边的两端之间连接整流滤波电路，整流滤波电路输出低压直流电。

可选地，整流滤波电路包括连接在变压器的次边与开关电源的正极输出端之间的整流二极管，以及连接在开关电源的正极输出端和负极输出端之间的滤波电容。

可选地，开关电源的负极输出端与接地点之间连接有Y电容。

可选地，变压器的原边与次边之间设置有屏蔽层。

可选地，屏蔽层的一端与直流母线的正极或负极连接。

根据本实用新型的实施例的第二方面，提供了一种变流器，变流器包括前述任一项用于变流器的开关电源。

可选地，变流器为风电变流器。

本实用新型的实施例的用于变流器的开关电源，通过变压器的原边与次边之间仅通过电磁耦合传递能量，即去掉了跨接在变压器的原边与次边之间的Y电容，可以大幅度降低耦合到变压器次边的直流母线共模噪声，并且还能够降低开关电源的漏电流，进而保证变流器的稳定工作。

附图说明

图1为现有技术中的风电变流器的拓扑结构示意图；

图2为本实用新型的实施例的用于描述变流器中开关电源的结构示意图；

图3为现有技术中变压器原边与次边存在Y电容时的用于计算变流器的开关电源的共模噪声的电路示意图；

图4为本实用新型的实施例的用于计算变流器的开关电源的共模噪声对应的电路示意图。

附图标记说明：

1-电机；2-电网；3-机侧功率模块；4-网侧功率模块；5-屏蔽层；C1-直流母线电容；C2、C5-Y电容；C3-滤波电容；C4-耦合电容；D1-整流二极管；G-接地点；L1-变压器；N-直流母线的负极；P-直流母线的正极；Q1-MOSFET；R1、R2-虚拟电阻；Z-虚拟点。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型的实施例的用于变流器的开关电源及变流器进行详细描述。

图2为本实用新型的实施例的用于变流器的开关电源的结构示意图。

根据本实用新型的实施例，该开关电源设置在变流器的功率模块(图2中未示出)中，并与直流母线连接，从直流母线上取电。该开关电源包括变压器L1、MOSFETQ1、控制电路U1和整流滤波电路。变压器L1的原边和次边(或副边)之间仅通过电磁耦合传递能量，变压器L1的原边的第一端直流母线的正极P连接，变压器L1的原边的第二端与MOSFETQ1的漏极连接；MOSFETQ1的源极与直流母线的负N极连接，控制电路U1与MOSFETQ1的栅极和源极连接，控制电路U1还与直流母线的负极N连接；变压器L1的次边的两端之间连接整流滤波电路，整流滤波电路输出低压直流电。

在该开关电源中，控制电路U1与MOSFET Q1的栅极和源极连接，用于驱动MOSFET Q1的导通和关断。该开关电源通过整流滤波电路输出低压直流电，可用于给变流器的功率模块的驱动板供电。该开关电源的变压器L1的原边和次边之间无跨接的Y电容，相对于现有技术的变流器的功率模块中连接直流母线的自取能开关电源，该开关电源去掉了跨接在变压器L1的原边与次边之间的Y电容，可以有效地衰减耦合到变压器L1的次边的直流母线共模噪声，从而降低耦合到功率模块的驱动板上的共模噪声，保证变流系统的稳定工作，而且，还可以降低驱动板绝缘设计的难度。

在实际应用中，变压器L1为高频变压器，用于隔离和电压变换。控制电路U1可以包括例如MCU(Microcontroller Unit，微控制单元)的控制芯片，通过PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)信号驱动MOSFET Q1

可选地，整流滤波电路包括连接在变压器L1的次边与开关电源输出的正极之间的整流二极管D1，以及连接在电源输出正极和负极之间的滤波电容C3。整流二极管D1和滤波电容C3，可以一起将变压器L1的次边输出的脉冲电压整流成直流电。

可选地，电源输出的负极与接地点G之间连接有Y电容C5，以进一步衰减共模噪声。

如图3所示，以开关电源为24V开关电源为例进行说明。若在变压器L1的原边和次边之间连接Y电容C2时，开关电源的共模噪声U_CM24可以通过公式(2)进行计算：

其中，C4为变压器L1的原边和次边之间形成的耦合电容。

假设直流母线共模电压U_CM＝1000V，耦合电容C4＝100pF，C5＝2.2nF(这里，C5的电容值为现有技术中的开关电源的常用值)。通常，现有技术中在变压器L1的原边和次边之间跨接Y电容时，会选择C2＝2.2pF。在这种情况下，可以计算得到U_CM24＝511V，这对于24V电源是较高的共模噪声。而且，假设变流器系统的开关频率f＝3KHz，还可以通过公式(3)：

计算开关电源的漏电流I_G＝21mA。

如图4所示，采用本实施例的技术方案，如果去掉变压器原边与副边之间的Y电容C2，即C2的值为零，通过公式(2)可以计算得到U_CM24＝43.5V，相对于U_CM24＝511V，大幅度降低了开关电源的共模噪声；通过公式(3)可以计算得到I_G＝1.8mA，大幅度降低了开关电源的漏电流。

进一步地，变压器L1的原边与次边之间设置有屏蔽层5。

由于本实施例的开关电源中变压器L1的原边和次边之间不存在Y电容，会使得变压器L1的开关噪声失去回流路径，无法回流的开关噪声会在一定程度上增加开关电源本身以及电源负载的EMC风险。因此，在原边和次边之间设置屏蔽层5，可以抑制这一部分开关噪声，保证开关电源稳定工作。

具体地，可以通过增加屏蔽层5，将其一端与直流母线的正极P或直流母线的负极N连接。这里，屏蔽层5可以为铜箔。

上述为本实用新型的实施例的用于变流器的开关电源，该开关电源具有以下优点：

通过去掉跨接在变压器的原边与次边之间的Y电容，在控制电路控制变压器进行电压变换的过程中，可以大幅度降低耦合到变压器次边的直流母线共模噪声，从而降低耦合到变流器功率模块驱动板的共模噪声，并且还能够降低开关电源的漏电流，进而保证变流器的稳定工作；而且通过在变压器的原边与次边之间设置屏蔽层，可以降低开关电源的开关噪声。

在此基础上，本实施例还提供一种变流器，该变流器包括上述本实施例的用于变流器的开关电源，利用变压器之间无Y电容的开关电源，来有效衰减变流器直流母线耦合到变压器次边的直流母线共模噪声，从而降低变流器系统的共模噪声，提高变流器系统的可靠性和稳定性。

在实际应用中，该变流器可以为风电变流器，通过将本实施例的开关电源的输入连接功率模块直流母线，将开关电源的输出连接驱动板，来降低通过开关电源耦合到功率模块驱动板上的共模噪声，从而保证网侧功率模块和机侧功率模块的稳定工作，保证风力发电机组的变流系统的稳定工作，提高风电变流器的可靠性。

需要指出，根据实施的需要，可将本申请中描述的各个部件拆分为更多部件，也可将两个或多个部件或者部件的部分操作组合成新的部件，以实现本实用新型的目的。

以上所述，仅为本实用新型的具体实施方式，但本实用新型的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本实用新型揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本实用新型的保护范围之内。因此，本实用新型的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。