本实用新型涉及一种电力电子技术领域，特别涉及一种反激式开关电路及其控制电路。
背景技术：
现有的反激式变换器(开关电路)，为了稳定输出电压，需要在输出侧采样输出电压进行反馈，并将误差信号通过光耦输送到原边控制器，原边控制器基于上述误差信号，调整开关管的开关动作，实现输出电压的调节。为了进一步降低成本，在一些小功率的反激变压器，利用原边开关管关断期间，变压器的辅助绕组上感应的电压和输出电压成比例的这一特性，原边的控制器直接在原边基于辅助绕组采样输出电压，实现输出电压的控制，这就是反激式开关电路的原边控制技术。在原边控制中，为了得到输出电压信息，原边开关必须开通关断一次，才能在辅助绕组上采样输出电压。在轻载甚至空载下，为了提高轻载效率和降低待机损耗，原边开关的开关频率在轻载和空载下会下降到很低，也就是说输出电压的采样频率很低。
在很低的开关频率下，若从在空载或轻载的工况下，发生向重载跳变的情况，原边的控制器侦测到输出电压的变化需要较长的时间，将原边的主功率开关管的开关频率提高至与该重载情况相匹配，也需要花费较长时间，输出电压会发生较大的“下跌”现象，动态响应较差。
技术实现要素：
本实用新型的目的是提供一种改善动态响应的反激式开关电路及其控制电路，解决现有技术存在的负载跳变后发生输出电压下跌的技术问题。
为实现上述目的，本实用新型提供了一种反激式开关电路，包括主功率开关管、变压器和整流管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述的主功率开关管与所述原边绕组连接，所述的整流管与所述副边绕组连接；
所述整流管的两端之间连接有第一开关，在所述反激式开关电路的输出电压低于第一阈值时，则控制所述第一开关短暂导通；
通过检测流经主功率开关管的负电流来判断所述第一开关的是否导通，当所述负电流达到第二阈值时，则判断副边发生输出电压低于阈值电压的现象，从而控制所述主功率开关管导通。
可选的，当流经副边绕组的电流下降至零时，经延迟第一时间后，开始检测流经主功率开关管的负电流。
可选的，流经副边绕组的电流下降至零后，检测到所述输出电压低于所述第一阈值且从整流管关断时刻延迟达到第二时间，则控制所述第一开关短暂导通。
可选的，所述反激式开关电路还包括限流模块，所述限流模块在所述第一开关导通期间检测流经所述第一开关的电流，当流经所述第一开关的电流达到限流阈值时，则关断所述第一开关。
可选的，以原边绕组与主功率开关管连接的一端作为原边绕组的异名端，另一端为原边绕组的同名端，检测到所述反激式开关电路的输出电压低于第一阈值时，同时比较副边绕组的同名端电位与异名端电位，若所述副边绕组同名端电位大于所述异名端电位，二者差值达到第三阈值，则判断原边的主功率开关管已导通，此时不再开通所述第一开关。
可选的，将上一周期原边主功率开关管的开关周期作为当前周期原边主功率开关管的预期开关周期；在副边绕组的电流下降至零后，当检测到所述输出电压低于所述第一阈值且从副边绕组的电流下降至零时刻延迟到第二时间，若此时还未到当前周期原边主功率开关管的预期开通时刻，则控制所述第一开关短暂导通。
可选的，所述反激式开关电路还包括辅助绕组，所述辅助绕组与所述副边绕组耦合，所述辅助绕组上连接有用于检测辅助绕组输入电压的电压检测模块，当流经主功率开关管的负电流达到所述第二阈值时，此时若电压检测模块检测到所述辅助绕组的输入电压小于低阈值时，则控制所述主功率开关管开通。
本实用新型还提供一种反激式开关电路的控制电路，包括原边控制电路和副边控制电路，所述原边控制电路与位于原边的主功率开关管的控制端连接，所述副边控制电路与位于副边的整流管的控制端连接；
所述副边控制电路还包括第一开关，所述第一开关连接在所述整流管的两端，在所述反激式开关电路的输出电压低于第一阈值时，则控制所述第一开关短暂导通；
所述原边控制电路通过检测流经主功率开关管的负电流来判断所述第一开关的是否导通，当所述负电流达到第二阈值时，则判断副边发生输出电压低于阈值电压的现象，从而控制所述主功率开关管导通。
可选的，通过原边控制电路检测到流经副边绕组的电流下降至零时，经延迟第一时间后，开始检测流经主功率开关管的负电流。
可选的，所述副边绕组的电流下降至零后，当检测到所述输出电压低于所述第一阈值且从整流管关断时刻延迟达到第二时间，则控制所述第一开关短暂导通。
可选的，所述副边控制电路还包括限流模块，所述限流模块在所述第一开关导通期间检测流经所述第一开关的电流，当流经所述第一开关的电流达到限流阈值时，则关断所述第一开关。
可选的，以原边绕组与主功率开关管连接的一端作为原边绕组的异名端，另一端为原边绕组的同名端，检测到所述反激式开关电路的输出电压低于第一阈值时，同时比较副边绕组的同名端电位与异名端电位，若所述副边绕组同名端电位大于所述异名端电位，二者差值达到第三阈值，则判断原边的主功率开关管已导通，此时不再开通所述第一开关。
可选的，将上一周期原边主功率开关管的开关周期作为当前周期原边主功率开关管的预期开关周期；在副边绕组的电流下降至零后，当检测到所述输出电压低于所述第一阈值且从副边绕组的电流下降至零时刻延迟达到第二时间，若此时还未到当前周期原边主功率开关管的预期开通时刻，则控制所述第一开关短暂导通。
可选的，所述原边控制电路连接有辅助绕组，通过所述辅助绕组对原边控制电路供电，所述辅助绕组与所述副边绕组耦合，所述辅助绕组上连接有用于检测辅助绕组输入电压的电压检测模块，当流经主功率开关管的负电流达到所述第二阈值时，此时若电压检测模块检测到所述辅助绕组的输入电压小于低阈值时，则控制所述主功率开关管开通。
与现有技术相比，本实用新型之技术方案具有以下优点：本实用新型通过检测反激式开关电路的输出电压，在输出电压下跌到相应阈值时，短暂导通位于副边的第一开关，由于导通第一开关会在原边产生负电流，因而可以通过检测流经原边的负电流来判断是否发生输出电压下跌，若判断输出电压下跌，则控制位于原边的主功率开关管开通，从而改善负载跳变时的动态响应，同时本实用新型能有效防止原副边直通的现象。
附图说明
图1为本实用新型反激式开关电路实施一的电路原理图；
图2为本实用新型反激式开关电路实施二的电路原理图；
图3为本实用新型反激式开关电路实施三的电路原理图；
图4为本实用新型反激式开关电路的工作波形示意图。
具体实施方式
以下结合附图对本实用新型的优选实施例进行详细描述，但本实用新型并不仅仅限于这些实施例。本实用新型涵盖任何在本实用新型的精神和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。
为了使公众对本实用新型有彻底的了解，在以下本实用新型优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本实用新型。
在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本实用新型。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本实用新型实施例的目的。
如图1所示，示意了本实用新型反激式开关电路实施例一的电路结构。本实用新型的反激式开关电路包括主功率开关管M0、变压器和整流管，所述变压器包括原边绕组Np和副边绕组Ns，所述的主功率开关管M0与所述原边绕组Np连接，所述的整流管与所述副边绕组Ns连接。在图1中，输出整流管采用二极管Do，Do串联在输出的地线中，称为低侧整流(low side)。对本领域技术人员而言，二极管Do也可以串联在输出的正母线中，称为高侧整流(high side)，如图2所示。所述的整流管也可以采用晶体管，图3所示施例中采用场效应晶体管(MOSFET)作为整流管MSR，也称为同步整流管，可以是N型或者P型增强型MOSFET，也可以是其他类型的场效应管，对本领域技术人员而言，上述变动均为公知常识。同步整流管也可以作为高侧整流或者低侧整流，图3所示的实施例中，以低侧整流为例进行说明。以N型增强型MOSFET为例，当电流从源极流向漏极时，同步整流管导通，当电流反向时，同步整流管关断。同步整流管的开通和关断控制电路可以包含在副边控制电路中，也可以是单独的控制电路，其控制方法是不属于本实用新型阐述的范畴。
所述反激式开关电路还包括控制电路，所述控制电路包括原边控制电路和副边控制电路，所述原边控制电路与位于原边的主功率开关管M0的控制端连接，当整流管为开关管(MOSFET)时，所述副边控制电路与位于副边的整流管MSR的控制端连接，若整流管为二极管，则不需要与副边控制电路连接。原边控制电路和副边控制电路可分别制作成集成电路，集成于芯片内可以是部分集成，也可以是全部集成，视元器件以及实际的应用场合确定。
如图2所示，示意了本实用新型反激式开关电路实施例二的电路结构，实施例二与实施例一的主要不同是，作为整流管的二极管Do的连接位置不同。实施例一中二极管Do串联在输出的地线中，称为低侧整流(low side)；实施例二中，二极管Do可以串联在输出的正母线中，称为高侧整流(high side)。
如图3所示，示意了本实用新型反激式开关电路实施例三的电路结构。本实用新型的三个实施例基本设计思路相同，故以实施例三来详细介绍本实用新型，实施例一和二的相关内容可实施例三。如图3所示，在副边控制电路中增设第一开关M1，所述第一开关M1连接在所述整流管MSR的两端，在所述反激式开关电路的输出电压低于第一阈值时，则控制所述第一开关M1短暂导通。所述的短暂导通相当于一个脉冲，脉冲的宽度表征短暂导通的时间。对于所述输出电压的连续检测，可以通过副边控制电路实现，根据检测结果来控制所述第一开关的状态。
所述原边控制电路连接有辅助绕组Na，通过所述辅助绕组Na对原边控制电路供电，与原边控制电路的供电引脚VCC连接，所述辅助绕组Na与所述副边绕组耦合，所述辅助绕组Na上连接有用于检测辅助绕组Na两端电压的电压检测模块，所述电压检测模块由分压电阻R1和R2串联组成，分压电阻R1和R2的公共端与原边控制电路的VS引脚连接。由于辅助绕组Na与输出绕组耦合，存在固定的匝比关系。在主功率开关管M0开通时，变压器储能，在主功率开关管M0开通时，副边整流管MSR导通，此时在Na绕组两端感应的电压与输出电压成比例。原边控制电路通过采样VS引脚电压信息，可以得到输出电压信息。需要指出的是，原边控制电路采样输出电压只能在副边整流管导通期间才能侦测。电阻R3采样流进主功率开关管M0的电流，R3的一端接原边地(零电位)，当R3上的电压为正电压时表示电流为正。当R3上的电压为负电压时表示电流为负。若电压检测模块检测到所述辅助绕组的输入电压小于一个较小的设定阈值(低阈值)时，所述低阈值可以为零或接近于零的值，则表示整流管处于关断状态，此时若原边控制电路检测到的负电流达到第二阈值，则控制所述主功率开关管开通。这里电压检测模块的作用是为了防止原副边共通，即在开通主功率开关管时，需要判断副边整流管已关断。
对于负电流的检测往往是通过负电压来表征的，如图1所示，主功率开关管M0的第一端与原边绕组Np连接，主功率开关管M0的第二端与经电阻R3接地，在主功率开关管M0的第二端与电阻R3的公共端连接电阻R4，电阻R4的另一端连接原边控制电路的检测引脚CS，CS引脚的电压与采样电阻R3的电压相关。CS引脚的电压的极性及大小表征了所采样电流的极性和大小。引脚CS处的电压用于表征所述负电流与表征第二阈值的电压Vref2进行比较，从而判断负电流是否达到第二阈值。此外，原边控制电路还包括驱动引脚DRV，与主功率开关管M0的栅极连接。
所述第一开关M1在本实施例中采用集成于副边控制电路内，在芯片内部与检测引脚DET电连接，另一端则接芯片的接地引脚GND。在副边绕组Ns与整流管MSR的公共端与引脚SW连接，并经电阻R5与第一开关M1串联。引脚SW到DET引脚间的电阻R5不是必须的，在输出电压较高的场合，可以通过外串电阻R5，调节流过第一开关M1的最大电流。如输出电压为12V，第一开关M1的阻值若为10欧姆，最大电流可能太大，可以外面串联一个电阻；如针对输出电压为5V的技术方案，可以不用串联电阻R5。所述副边控制电路还设有有输出电压引脚Vo，引脚Vo与接地引脚GND之间的电压表征所述输出电压。
如图4所示，示意了本实用新型反激式开关电路的工作波形。整流管以MOSFET为例，即基于实施例三的电路结构。其中，Vds为主功率开关管M0的漏源电压，Is为流经主功率开关管M0的电流，Vgs为主功率开关管M0的栅源电压。SR为整流管MSR的控制信号。DET为第一开关M1一端的信号，即引脚DET的电压信号，其中该电压所显示的脉冲波形，即第一开关M1。
结合图2进一步阐述本实用新型的技术方案和工作过程。由于副边电流过零后，激励电感和寄生电容会产生寄生振荡的振荡电流，一般在10个周期左右，为了防止误检测振荡电流作为所述负电流，故在副边电流过零后或整流管关断后，设置延迟第一时间t1，如图所示，所述第一时间t1可以设置成30us，开始检测流经主功率开关管M0的负电流，即通过引脚CS处进行检测，负电流检测阈值(即第二阈值)可以在-10～20mV左右。若电压检测模块检测到所述辅助绕组的输入电压为零，即VS＝0时，则表示整流管MSR处于关断状态，此时若原边控制电路检测到的负电流达到第二阈值，则控制所述主功率开关管M1开通，以响应副边电压跌落；如未检测到负电流，按照预设的控制来开通。此外，第一时间t1内，如果原边的主功率开关管已经再次开通了，说明开关频率还比较高，则说明不存在动态响应的问题。
关于副边控制电路，在整流管MSR关断以后，使能输出电压的检测功能，当输出电压小于设定值(即第一阈值)时(如4.75V)，在整流管MSR关断后延迟第二时间t2，则开通副边控制电路的第一开关M1，以实现向原边“传递”负电流来通知原边开通主功率开关管M0。然而，输出电压的检测也可以一直使能。所述第二时间t2可以设置成50us左右，50us时间设定的考虑：原边需要在30us以后使能检测负电流，考虑打到一定的容差或余量，副边时间适当长一些。而且，50us的时间，相当于开关频率还有20kHz，在这之内，一般也不存在动态响应的问题。一般而言，在副边电流过零时关断整流管，所以将副边电流过零与整流管关断的时刻近似作为同一时刻，但实践中并非严格的同一时刻。
对于第一开关M1短暂导通的时间，可以限定在1us之内或左右，具体则需要根据实际参数来设定，除了用时间来限定该短暂导通的时间，也可以根据副边电流来确定这个时间，即比如，副边电流达到0.3-0.4A，这样折算到原边的电流大概在0.02A左右(按照15的匝比，5V的输出)。按照这个计算，第一开关M1的电阻可以在10欧姆左右，确保最大电流达到0.4A。以上参数只是针对本实用新型的方案提出了一种详细的实施例子，不能构成对本实用新型的限制。
本实用新型需要通过开通主功率开关管M0来对输出电压下跌作出快速响应，因此需要改变主功率开关管M0原有的控制逻辑。所以，需要考虑原副边可能发生直通的问题。位于副边的第一开关M1导通的时刻，由于没有原副边导通信息的交互，存在原副边共通导通的可能，因此需要防止原副边共通的技术方案。
本实用新型列举了两种防止共通的方案，第一种方案比较直观，即加大第一开关M1的阻值，但由于原边CS引脚信号检测需要一定的负电流，因此，阻值不能很大，按照前面估算大概在10欧姆，若发生原副边共通情况下，电流可能会达到1-3.5A左右。因此，副边需要有一个快速的第一开关M1过流保护模块，即本实用新型的限流模块，可设置0.4A作为设定的上限，在电流达到后，则控制所述第一开关M1快速关断。
如果在很短时间内，如100ns内，所述第一开关M1电流迅速上升到0.4A，副边控制电路需要触发一个保护，下一个开关周期内，第一开关M1不再导通。同时，为了防止原边已经开通，第一开关M1已无需开通的情况，第一开关M1开通的条件是SW的电压与Vo接近，不能高于Vo，二者差值达到第三阈值，所述第三阈值为是一个较小的阈值，可以无限接近于零，则判断原边的主功率开关管已导通，此时不再开通所述第一开关。
第二种防止共通的方案是，副边控制电路记下上一周期原边主功率开关管的开关周期，将上一周期原边主功率开关管M1的开通时刻作为当前周期原边主功率开关管M1的预期开关周期；在所述整流管MSR关断后，当检测到所述输出电压低于所述第一阈值且从整流管MSR关断时刻延迟达到第二时间t2，若此时还未到当前周期原边主功率开关管M0的预期开通时刻，则控制所述第一开关M1短暂导通。
虽然以上将实施例分开说明和阐述，但涉及部分共通之技术，在本领域普通技术人员看来，可以在实施例之间进行替换和整合，涉及其中一个实施例未明确记载的内容，则可参考有记载的另一个实施例。
以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。