逆变器控制装置以及电力转换装置的制作方法

本发明涉及一种逆变器控制装置以及电力转换装置，特别涉及一种车辆驱动用的逆变器控制装置以及电力转换装置。

背景技术：

在混合动力汽车、电动汽车中，为了驱动马达而搭载有电力转换装置。电力转换装置通过使逆变器电路内的功率半导体进行开关，从而将从电池供给的直流电流转换成交流电流来驱动马达。

在该电力转换装置中，除了测定流过马达的电流的3相的交流电流传感器之外，还搭载有测定从电池供给到逆变器电路的直流电流的直流电流传感器。

近年来，发行了以汽车作为对象的功能安全标准，由此，探测电力转换装置内的异常、故障的必要性提高。因此，针对直流电流传感器，也需要实施能够探测异常、故障的诊断处理。

作为本技术领域的背景技术，有专利文献1。在专利文献1中记载有“当作为马达1的扭矩指令值而设定针对pdu3的电流指令值后，反馈运算器14a、14b对向马达1供给的相电流与电流指令值进行比较，以使马达1按扭矩指令值进行驱动的方式，计算出电压指令值。电流传感器故障检测器19的电压损失校正器针对电压指令值校正pdu3处的损失，计算出实际向马达1供给的校正后电压指令值。另外，电流传感器故障检测器19的逆变器电流推定器基于电流指令值以及校正后电压指令值，计算出被推定为流向pdu3的pdu电流，所以，电流传感器故障检测器19的电流传感器判定单元对由电池电流传感器5检测出的电池电流与pdu电流进行比较，判断电池电流传感器5有没有异常”。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第3795447号

技术实现要素：

发明要解决的技术问题

在专利文献1中，使用电流指令值以及损失校正后的电压指令值来计算pdu电流，并对该pdu电流与电池电流传感器测定出的电池电流进行比较，从而诊断电池电流传感器的异常。但是，从电流指令值、电压指令值发生变化起直至实际的电池电流发生变化为止，需要一定程度的时间。因此，如果紧接在电流指令值、电压指令值发生变化之后，或者紧接在作为决定电流指令值、电压指令值的主要因素的目标扭矩发生变化之后，以本方式进行诊断，则有可能即使电池电流传感器正常，pdu电流值也与电池电流值发生背离，从而发生电池电流传感器的异常误探测。由此，在本方式中，存在无法紧接在目标扭矩的变化之后进行电池电流传感器的诊断这样的问题。

本发明的技术问题在于，在维持高的可靠性的状态下，实施电流传感器的诊断。

解决技术问题的技术手段

本发明涉及的逆变器控制装置控制逆变器电路，基于占空比值以及交流电流传感器输出的交流电流传感器值，来计算推定直流电流值，并基于所述推定直流电流值以及直流电流传感器输出的直流电流传感器值，来进行所述直流电流传感器的诊断。

本发明涉及的电力转换装置具备逆变器电路、交流电流传感器、直流电流传感器和逆变器控制部，其中，所述逆变器控制部以使马达依照目标扭矩进行驱动的方式控制所述逆变器电路，并且基于占空比值以及所述交流电流传感器值，来运算推定直流电流值，基于所述推定直流电流值以及直流电流传感器输出的直流电流传感器值，来进行所述直流电流传感器的诊断。

发明效果

根据本发明，能够在维持高的可靠性的状态下，实施电流传感器的诊断。

附图说明

图1是示出实施例1中的电力转换装置以及外围电路的构成例的图。

图2是示出实施例1中的逆变器电路的构成例的图。

图3是示出实施例1中的直流电流传感器的诊断处理的流程图的图。

图4是示出实施例2中的电力转换装置以及外围电路的构成例的图。

图5是示出实施例2中的逆变器电路的构成例的图。

图6是示出实施例2中的直流电流传感器的诊断处理的流程图的图。

图7是示出实施例3中的电力转换装置以及外围电路的构成例的图。

图8是示出实施例3中的直流电流传感器的诊断处理的流程图的图。

图9是示出在u相交流电流传感器值ius中存在偏置误差ioff的状态下的校正效果的例子的图。

图10是示出在图9的例子中基于校正系数k的值的校正效果的差异的图。

图11是示出在u相交流电流传感器值ius和v相交流电流传感器值ivs中存在偏置误差ioff的状态下的校正效果的例子的图。

图12是示出在图11的例子中基于校正系数k的值的校正效果的差异的图。

图13是示出在u相交流电流传感器值ius和v相交流电流传感器值ivs中存在偏置误差ioff的状态下的校正效果的例子的图。

图14是示出在图13的例子中基于校正系数k的值的校正效果的差异的图。

图15是示出在u相交流电流传感器值ius中存在增益误差ig的状态下的校正效果的例子的图。

图16是示出在图15的例子中基于校正系数k的值的校正效果的差异的图。

具体实施方式

在本实施方式中，根据交流电流传感器值以及各相的占空比值来计算推定直流电流值，并基于直流电流传感器输出的直流电流传感器值以及推定直流电流值来进行直流电流传感器的诊断。

从电池流到逆变器电路的直流电流与流过马达的交流电流之间的时间延迟小，所以，如果直流电流传感器没有异常，则推定直流电流值与直流电流传感器值的背离就小。因此，在本方式中，始终能够进行直流电流传感器的诊断。

上述以外的技术问题、构成以及效果通过以下的实施方式的说明而变得明确。下面，使用附图来说明实施例。

实施例1

在本实施例中，示出始终能够诊断直流电流传感器的异常的电力转换装置的例子。

图1是示出实施例1中的电力转换装置以及外围电路的构成例的图。

直流电源3是用于驱动马达2的电源，例如电池等是符合的。电力转换装置1将从直流电源3得到的直流电力转换成交流电力来驱动马达2。另外，电力转换装置1还具有将马达2的动力转换成直流电力来对直流电源3进行充电的功能。

马达2是在内部具有3个线圈的3相电动机。另外，在该马达2中搭载有用于测定马达的旋转角度的角度传感器(未图示)，该角度传感器将所测定出的马达2的旋转角度作为角度传感器值7而输出到电力转换装置1。

电力转换装置1具有逆变器控制装置16、逆变器电路9、交流电流传感器14a至14c、电压传感器10、直流电流传感器12。

逆变器电路9如图2所示，针对马达2的每个线圈(＝相)，具有2个功率半导体。对于该功率半导体，例如功率mosfet(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)、igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极型晶体管)等是符合的。另外，逆变器电路9针对每个功率半导体，具有用于切换功率半导体的on/off的驱动电路。马达2的相有3相，所以，逆变器电路9合计具有6个功率半导体90a至90f以及6个驱动电路91a至91f。此外，在本实施例中，将上侧的功率半导体90a、90c、90e合称为上桥臂，将下侧的功率半导体90b、90d、90f合称为下桥臂。此外，逆变器电路9具有平滑电容器92。

驱动电路91a至91f基于从逆变器控制装置16输出的pwm(pulsewidemodulation，脉冲宽度调制)信号22a至22f，切换功率半导体90a至90f的on/off。

平滑电容器92是用于使通过功率半导体的on/off而产生的电流平滑化、并抑制从直流电源3向逆变器电路9供给的直流电流的纹波的电容器，例如电解电容器、薄膜电容器是符合的。

交流电流传感器14a至14c是用于测定流过马达2的各相(u相、v相、w相)的交流电流的传感器。交流电流传感器14a测定流过u相的交流电流iu，并对逆变器控制装置16输出交流电流传感器值ius。同样地，交流电流传感器14b测定流过v相的交流电流iv，并对逆变器控制装置16输出交流电流传感器值ivs。交流电流传感器14c测定流过w相的交流电流iw，并对逆变器控制装置16输出交流电流传感器值iws。

此外，在本实施例中，以将从逆变器电路9流入到马达2的电流作为正的电流值来测定的方式，设置有交流电流传感器14a至14c，但也可以以将反向的电流值作为正的电流值来测定的方式，设置交流电流传感器14a至14c。

电压传感器10是测定直流电源3的输出电压的传感器，其将所测定出的电压值作为电压传感器值11输出到逆变器控制装置16。

直流电流传感器12是测定流过直流电源3与逆变器电路9之间的直流电流idc的传感器，其将所测定出的电流值作为直流电流传感器值idcs输出到逆变器控制装置16。此外，在本实施例中，以将从直流电源3流入到逆变器电路9的电流作为正的电流值来测定的方式设置直流电流传感器12，但也可以以将反向的电流值作为正的电流值来测定的方式设置直流电流传感器12。

逆变器控制装置16与电力转换装置1外部的电子控制装置(未图示)进行通信，从其他电子控制装置接受马达2的目标扭矩5。基于该目标扭矩5以及交流电流传感器值ius、ivs、iws切换pwm信号22a至22f，控制逆变器电路9从而驱动马达2。另外，在判断为在电力转换装置1内部发生故障的情况下，逆变器控制装置16对外部的异常通知装置4输出异常通知信号6。

该逆变器控制装置16在内部具有通信电路(未图示)、目标电流计算部17、占空比计算部19、pwm信号生成部21、马达速度计算部23、直流电流传感器诊断部25。

目标电流计算部17使用目标扭矩5、电压传感器值11、马达速度计算部23输出的马达速度值24来计算应该流过马达2的电流值，并将该电流值作为目标电流值18输出到占空比计算部19。在该目标电流值18中包含d轴目标电流值和q轴目标电流值的信息。

占空比计算部19基于目标电流计算部17输出的目标电流值18以及交流电流传感器值ius、ivs、iws来计算u相的占空比值du、v相的占空比值dv、w相的占空比值dw，并输出到pwm信号生成部21以及直流电流传感器诊断部25。du表示功率半导体90a的on时间比例，与功率半导体90a成对的功率半导体90b的on时间比例用1－du表示。同样地，dv表示功率半导体90c的on时间比例，功率半导体90d的on时间比例用1－dv表示。dw表示功率半导体90e的on时间比例，功率半导体90f的on时间比例用1－dw表示。

pwm信号生成部21在内部具有计时器(未图示)，并基于该计时器值以及占空比值du、dv、dw，生成pwm信号22a至22f，并输出到逆变器电路9。

另外，在从直流电流传感器诊断部25输出了异常通知信号6的情况下，pwm信号生成部21以使马达2不进行驱动的方式，控制pwm信号22a至22f。关于马达2不进行驱动的状态，例如可列举将逆变器电路9内的6个功率半导体全部设为off的状态。作为其他例子，可列举将6个功率半导体中的上桥臂的3个设为on并将下桥臂的3个设为off的状态、相反地将上桥臂的3个设为off并将下桥臂的3个设为on的状态。

马达速度计算部23根据角度传感器值7的变化而计算马达旋转速度，并将所计算出的马达速度值24输出到目标电流计算部17。

直流电流传感器诊断部25是进行直流电流传感器12的故障诊断的部分，在内部具有推定直流电流计算部26和比较部28。推定直流电流计算部26基于各相的占空比值du、dv、dw以及交流电流传感器值ius、ivs、iws，并根据式(1)来计算推定直流电流值idce1。推定直流电流计算部26将所计算出的推定直流电流值idce1输出到比较部28。

[式1]

idce1＝du×ius+dv×ivs+dw×iws(式1)

在这里，式(1)通过以下的考虑来求出。在图2中，流过直流电流传感器12的直流电流idc是平滑电容器92与各功率半导体之间的电流idca的平均值。该电流idca根据基尔霍夫定律而成为流过功率半导体90a、90c、90e的电流iu1、iv1、iw1之和。在功率半导体90a、90c、90e分别是on时，电流iu1、iv1、iw1分别与交流电流值iu、iv、iw相等。在功率半导体90a、90c、90e分别是off时，电流iu1、iv1、iw1分别成为0。因此，电流iu1、iv1、iw1的平均值是将功率半导体90a、90c、90e的on时间的比例乘到交流电流值iu、iv、iw而得到的值。功率半导体90a、90c、90e的on时间比例分别是占空比值du、dv、dw，交流电流值iu、iv、iw能够用交流电流传感器值ius、ivs、iws置换，所以，直流电流idc能够通过式(1)的计算来推定。

比较部28对从推定直流电流计算部26输出的推定直流电流值idce1与直流电流传感器值idcs进行比较，并基于其比较结果判断直流电流传感器12是否异常。在判定为直流电流传感器12异常的情况下，比较部28对异常通知装置4输出异常通知信号6。

此外，在本实施例中，将直流电流传感器诊断部25记载在逆变器控制装置16内部，但直流电流传感器诊断部25也可以处于逆变器控制装置16的外部。另外，直流电流传感器诊断部25也可以搭载于不同于电力转换装置1的电子控制装置。

异常通知装置4受理来自逆变器控制装置16的异常通知信号6，对搭乘者通知异常的发生。作为异常的通知方法，例如可列举使灯点亮、产生警告声、用声音进行通知等方法。

图3是示出实施例1中的直流电流传感器12的诊断处理的流程图。该诊断处理由逆变器控制装置16在任意的时刻下实施。

在步骤s100中，逆变器控制装置16取得交流电流传感器值ius、ivs、iws以及直流电流传感器值idcs。其后，在步骤s101中，推定直流电流计算部26使用占空比值du、dv、dw以及交流电流传感器值ius、ivs、iws，并基于式(1)来计算推定直流电流值idce1。

接下来，在步骤s102中，比较部28对直流电流传感器值idcs与推定直流电流值idce1进行比较，判定其差分是否为阈值1以上。在差分为阈值1以上的情况下，判断为直流电流传感器12异常，转移到步骤s103的处理。在差分低于阈值1的情况下，逆变器控制装置16结束诊断处理。

在步骤s103中，比较部28对pwm信号生成部21以及异常通知装置4输出异常通知信号6。其后，在步骤s104中，pwm信号生成部21以成为马达2不进行驱动的状态的方式，进行切换pwm信号22a至22f的处理。其后，逆变器控制装置16结束诊断处理。

此外，步骤s103中的向pwm信号生成部21输出异常通知信号6以及步骤s104中的pwm信号的控制不是必须的，也可以在判断为直流电流传感器12异常之后，仅进行向异常通知装置4输出异常通知信号6的处理。

另外，在图3的诊断处理中，在直流电流传感器值idcs与推定直流电流值idce1的差分为阈值1以上的情况下，判断为直流电流传感器12异常，但也可以使用其他标准判断为直流电流传感器12异常。例如，也可以在直流电流传感器值idcs与推定直流电流值idce1的差分比上次诊断时的差分大出一定值以上时，判断为直流电流传感器12异常。

如上所述，根据本实施例，推定直流电流计算部26基于交流电流传感器值ius、ivs、iws以及占空比值du、dv、dw来计算推定直流电流值idce1。然后，比较部28对推定直流电流值idce1与直流电流传感器值idcs进行比较，进行直流电流传感器的诊断。交流电流传感器值ius、ivs、iws与直流电流传感器值idcs均与逆变器电路9的动作联动地变化，所以，传感器间的时间延迟小。因此，推定直流电流idce1与直流电流传感器值idcs之间的差异即使紧接在目标扭矩变化之后也会变小，从而始终能够进行直流电流传感器12的诊断。

实施例2

在本实施例中，示出在构成与实施例1不同的马达以及逆变器电路中也始终能够诊断直流电流传感器的异常的电力转换装置的例子。

在图4中示出实施例2中的电力转换装置及其外围电路的构成例。此外，对与实施例1中的构成例相同的要素赋予相同的符号，省略这些相同的要素的说明。

实施例2中的马达2a与实施例1中的马达2不同，是3相6线式的电动机。另外，实施例2中的电力转换装置1a具有与实施例1不同的逆变器电路9a以及与实施例1不同的逆变器控制装置16a。逆变器电路9a和马达2a的布线在u相、v相、w相中各有2根、合计6根。交流电流传感器14a至14c在各相的1根布线中各设置1个。这是由于，在各相的2根布线中流过电流的方向相反的大小相同的电流，所以，不需要测定双方的布线的电流值。因此，在逆变器电路9a和马达2a的布线中的3根中，不设置交流电流传感器。此外，从逆变器控制装置16a对逆变器电路9a输出的pwm信号也增加到12根。

图5是示出实施例2中的逆变器电路9a的构成例的图。此外，对与实施例1中的构成例相同的要素赋予相同的符号，省略这些相同的要素的说明。

马达2a是3相6线式电动机，所以，逆变器电路9a在内部具有12个功率半导体90a至90l以及12个驱动电路91a至91l。驱动电路91a至91l基于逆变器控制装置16a输出的pwm信号22a至22l，切换功率半导体90a至90l的on/off。

实施例2的逆变器控制装置16a具有与实施例1不同的目标电流计算部17a、占空比计算部19a、pwm信号生成部21a、直流电流传感器诊断部25a。

目标电流计算部17a使用目标扭矩5、电压传感器值11、马达速度计算部23输出的马达速度值24来计算处应该流过马达2a的电流值，并将该电流值作为目标电流值18a输出到占空比计算部19a。在该目标电流值18中包含d轴目标电流值、q轴目标电流值、0轴目标电流值的信息。0轴电流是指将u相、v相、w相的交流电流加总而得到的电流。

占空比计算部19a基于目标电流计算部17a输出的目标电流值18a以及交流电流传感器值ius、ivs、iws，计算u相、v相、w相的pwm信号切换定时信息cu、cv、cw，并输出到pwm信号生成部21a。在3相6线式的情况下，在1次pwm周期内，有时多次产生pwm信号的上升以及下降，所以，不输出占空比值而是输出定时信息。

另外，占空比计算部19a计算u相的占空比值du1以及du2、v相的占空比值dv1以及dv2、w相的占空比值dw1以及dw2，并输出到直流电流传感器诊断部25a。du1表示功率半导体90a的on时间比例，与功率半导体90a成对的功率半导体90b的on时间比例用1－du1表示。另外，du2表示功率半导体90g的on时间比例，与功率半导体90g成对的功率半导体90h的on时间比例用1－du2表示。同样地，dv1表示功率半导体90c的on时间比例，dv2表示功率半导体90i的on时间比例。dw1表示功率半导体90e的on时间比例，dw2表示功率半导体90k的on时间比例。

pwm信号生成部21a基于内部的计时器值以及从占空比计算部19a输出的pwm信号切换定时信息cu、cv、cw，生成pwm信号22a至22l，并输出到逆变器电路9a。

另外，在从直流电流传感器诊断部25a输出了异常通知信号6的情况下，pwm信号生成部21a以使马达2a不进行驱动的方式，控制pwm信号22a至221。关于马达2a不进行驱动的状态，例如可列举将逆变器电路9a内的12个功率半导体全部设为off的状态。作为其他例子，可列举将12个功率半导体中的上桥臂的6个设为on并将下桥臂的6个设为off的状态、相反地将上桥臂的6个设为off并将下桥臂的6个设为on的状态。

直流电流传感器诊断部25a具有与实施例1不同的推定直流电流值计算部26a以及比较部28a。

推定直流电流值计算部26a基于占空比计算部19a输出的占空比值du1、du2、dv1、dv2、dw1、dw2以及交流电流传感器值ius、ivs、iws，根据式(2)来计算推定直流电流值idce2。推定直流电流计算部26a将所计算出的推定直流电流值27a输出到比较部28a。

[式2]

idce2＝(du1-du2)×ius+(dv1-dv2)×ivs+(dw1-dw2)×iws(式2)

在这里，式(2)通过以下的考虑来求出。在图5中，流过直流电流传感器12的直流电流idc是平滑电容器92与各功率半导体之间的电流idca的平均值。该电流idca根据基尔霍夫定律而成为流过功率半导体90a、90g、90c、90i、90e、90k的电流iu1、iu2、iv1、iv2、iw1、iw2之和。在功率半导体90a、90c、90e分别是on时，电流iu1、iv1、iw1分别与交流电流值iu、iv、iw相等。在功率半导体90a、90c、90e分别是off时，电流iu1、iv1、iw1分别成为0。另外，在功率半导体90g、90i、90k分别是on时，电流iu2、iv2、iw2分别与-iu、-iv、-iw相等。在功率半导体90g、90i、90k分别是off时，电流iu2、iv2、iw2分别成为0。由此，电流iu1、iv1、iw1的平均值是将功率半导体90a、90c、90e的on时间的比例乘到交流电流值iu、iv、iw而得到的值。另外，电流iu2、iv2、iw2的平均值是将功率半导体90g、90i、90k的on时间的比例乘到-iu、-iv、-iw而得到的值。

功率半导体90a、90c、90e的on时间比例分别是占空比值du1、dv1、dw1，功率半导体90g、90i、90k的on时间比例分别是du2、dv2、dw2。交流电流值iu、iv、iw能够用交流电流传感器值ius、ivs、iws置换，所以，在3相6线式的情况下，直流电流idc能够通过式(2)的计算来推定。

比较部28a对从推定直流电流计算部26a输出的推定直流电流值idce2与直流电流传感器值idcs进行比较，并基于其比较结果，判断直流电流传感器12是否异常。在判定为直流电流传感器12异常的情况下，比较部28a对异常通知装置4输出异常通知信号6。

此外，在本实施例中将直流电流传感器诊断部25a记载在逆变器控制装置16a内部，但直流电流传感器诊断部25a也可以处于逆变器控制装置16a的外部。另外，直流电流传感器诊断部25a也可以搭载于不同于电力转换装置1a的电子控制装置。

图6是示出实施例2中的直流电流传感器12的诊断处理的流程图。该诊断处理由逆变器控制装置16a在任意的时刻下实施。此外，关于进行与实施例1中的诊断处理相同的处理的部分，记相同的符号，并省略它们的说明。

在图6的诊断处理中，代替实施例1的步骤s101的处理而进行步骤s110的处理。另外，代替实施例1的步骤s102的处理而进行步骤s111的处理。此外，代替步骤s104的处理而进行步骤s112的处理。

在步骤s110中，推定直流电流计算部26a使用占空比值du1、du2、dv1、dv2、dw1、dw2以及交流电流传感器值ius、ivs、iws，基于式(2)来计算推定直流电流值idce2。

接下来，在步骤s111中，比较部28a对直流电流传感器值idcs与推定直流电流值idce2进行比较，并判定其差分是否为阈值2以上。在差分为阈值2以上的情况下，判断为直流电流传感器12异常，转移到步骤s103的处理。在差分低于阈值2的情况下，逆变器控制装置16a结束诊断处理。

在步骤s112中，pwm信号生成部21a以使马达2a不进行驱动的方式，进行pwm信号22a至22l的控制。

此外，步骤s103中的向pwm信号生成部21a输出异常通知信号6以及步骤s112中的pwm信号的控制不是必须的，也可以在判断为直流电流传感器12异常之后，仅进行向异常通知装置4输出异常通知信号6的处理。

另外，在图6的诊断处理中，在直流电流传感器值idcs与推定直流电流值idce2的差分为阈值2以上的情况下，判断为直流电流传感器12异常，但也可以使用其他标准来判断为直流电流传感器12异常。例如，也可以在直流电流传感器值idcs与推定直流电流值idce2的差分比上次诊断时的差分大出一定值以上时，判断为直流电流传感器12异常。

如上所述，根据本实施例，即使马达2a以及逆变器电路9a是3相6线式，也能够基于交流电流传感器值ius、ivs、iws以及占空比值du1、du2、dv1、dv2、dw1、dw2来计算推定直流电流值idce2，并基于该推定直流电流值idce2以及直流电流传感器值idcs而始终进行直流电流传感器12的诊断。

此外，在本实施例中，使用占空比值du1、du2、dv1、dv2、dw1、dw2来计算推定直流电流值idce2，但也可以代替占空比值，使用pwm信号切换定时信息cu、cv、cw来计算推定直流电流值idce2。

实施例3

在本实施例中，示出除了始终能够诊断直流电流传感器的异常之外还提高诊断精度的电力转换装置的例子。

在图7中示出实施例3中的电力转换装置及其外围电路的构成例。此外，对与实施例1中的构成例相同的要素赋予相同的符号，并省略这些相同的要素的说明。

实施例3中的电力转换装置1b具有与实施例1不同的逆变器控制装置16b。逆变器控制装置16b具有与实施例1的直流电流传感器诊断部25不同的直流电流传感器诊断部25b。

直流电流传感器诊断部25b除了实施例1中的直流电流传感器诊断部25的构成之外，还具有校正值计算部29。另外，直流电流传感器诊断部25b具有与实施例1中的比较部28不同的比较部28b。此外，针对直流电流传感器诊断部25b，追加了将校正值计算部29输出的校正值ic加到推定直流电流值idce1来计算校正后的推定直流电流值idcc的功能。

比较部28b对校正后的推定直流电流值idcc而非推定直流电流值idce1与直流电流传感器值idcs进行比较，根据其比较结果，判断直流电流传感器12是否异常。

校正值计算部29使用交流电流传感器值ius、ivs、iws，依照式(3)来计算校正值30。在式(3)中，k表示校正系数，使用大于0且低于1的值。此外，如果将k设定为0.5，则最能够降低校正后的推定直流电流值idcc所具有的误差。其理由在后述的效果例的部分中说明。

[式3]

ic＝-k×(ius+ivs+iws)(式3)

此外，在本实施例中，将直流电流传感器诊断部25b记载在逆变器控制装置16b内部，但直流电流传感器诊断部25b也可以处于逆变器控制装置16b的外部。另外，直流电流传感器诊断部25b也可以搭载于不同于电力转换装置1b的电子控制装置。

图8是示出实施例3中的直流电流传感器12的诊断处理的流程图。该诊断处理由逆变器控制装置16b在任意的时刻下实施。此外，关于进行与实施例1中的诊断处理相同的处理的部分，记相同的符号，并省略它们的说明。

在图8的诊断处理中，除了实施例1的诊断处理之外，还追加步骤s120以及步骤s121，此外，还代替实施例1的步骤s102而进行步骤s122的处理。

在步骤s120中，校正值计算部29使用交流电流传感器值ius、ivs、iws，根据式(3)来计算校正值ic。其后，在步骤s121中，直流电流传感器诊断部25b将推定直流电流值idce1与校正值ic相加，计算校正后的推定直流电流值idcc。

接下来，在步骤s122中，比较部28b对直流电流传感器值idcs与校正后的推定直流电流值idcc进行比较，判定其差分是否为阈值3以上。在差分为阈值3以上的情况下，判断为直流电流传感器12异常，转移到步骤s103的处理。在差分低于阈值3的情况下，逆变器控制装置16b结束诊断处理。

此外，在图8的诊断处理中，在直流电流传感器值idcs与校正后的推定直流电流值idcc的差分为阈值3以上的情况下，判断为直流电流传感器12异常，但也可以使用其他标准来判断为直流电流传感器12异常。例如，也可以在直流电流传感器值idcs与校正后的推定直流电流值idcc的差分比上次诊断时的差分大出一定值以上时，判断为直流电流传感器12异常。

图9是示出在u相交流电流传感器值ius中存在偏置误差ioff的情况下的基于校正的效果的例子。图9的上部的图表示出u相、v相、w相的占空比值du、dv、dw，中央的图表示出u相、v相、w相的交流电流传感器值ius、ivs、iws与各交流电流传感器值的3相和的值。下部的图表示出实际的直流电流值、校正前的推定直流电流值idce1、校正后的推定直流电流值idcc。校正值ic基于式(3)来计算，校正系数k在该图中设为0.5。另外，在任一图表中，横轴都是马达2的电角度。

在图9中，实际的直流电流值表示恒定的值。与它相比，偏置误差ioff混入到u相的交流电流传感器值ius中，所以，在推定直流电流值idce1中，与实际的直流电流值相比，最大产生ioff相当量的误差。另外，当在与电角度1个周期相当的的期间中取推定直流电流值idce1的平均值的情况下，推定直流电流值idce1的平均值与实际的直流电流值相比，具有ioff×0.5的误差。与此相对地，校正后的推定直流电流值idcc与实际的直流电流值的误差降低到ioff×0.5。另外，如果取校正后的推定直流电流值idcc的平均，则与实际的直流电流值相等。

图10示出当在图9的例子中使校正系数k的值变化的情况下校正后的推定直流电流值idcc所具有的误差量。在图9的例子中，交流电流传感器值ius、ivs、iws的3相和为ioff，所以，随着校正系数k增加0.1，校正值ic增加－0.1×ioff。由此，校正后的推定直流电流值idcc的值减少0.1×ioff。

根据图10，如果校正系数k为1，则校正后的推定直流电流值idcc所具有的误差量为与校正系数k为0(＝无校正)的情况相同的值。另外，在校正系数k为0.5时，校正后的推定直流电流值idcc所具有的误差量最小。

图11是示出在u相交流电流传感器值ius以及v相交流电流传感器值ivs中存在偏置误差ioff的情况下的基于校正的效果的例子。图11的图表的排布与图9相同，该图的校正系数k的值是0.5。

在图11中，在推定直流电流值idce1中，与实际的直流电流值相比，最大产生ioff×1.5的误差。另外，当在与电角度1个周期相当的期间中取推定直流电流值idce1的平均值的情况下，推定直流电流值idce1的平均值与实际的直流电流值相比，具有ioff的误差。与此相对地，校正后的推定直流电流值idcc与实际的直流电流值的误差降低到ioff×0.5。另外，如果取校正后的推定直流电流值idcc的平均，则与实际的直流电流值相等。

图12示出当在图11的例子中使校正系数k的值变化的情况下校正后的推定直流电流值idcc所具有的误差量。在图11的例子中，交流电流传感器值ius、ivs、iws的3相和为ioff×2，所以，随着校正系数k增加0.1，校正值ic增加－0.2×ioff。由此，校正后的推定直流电流值idcc的值减少0.2×ioff。

在图11的例子中，也是当校正系数k为1时，误差量与校正系数k为0的情况相同。另外，在校正系数k为0.5时，校正后的推定直流电流值idcc所具有的误差量最小。

图13是示出当在u相交流电流传感器值ius、v相交流电流传感器值ivs、w相交流电流传感器值iws中存在偏置误差ioff的情况下的基于校正的效果的例子。图13的图表的排布与图9相同，该图的校正系数k的值是0.5。

在图13的例子的情况下，无论电角度如何，与实际的直流电流值相比，推定直流电流值idce1都始终具有ioff×1.5的误差。与此相对地，校正后的推定直流电流值idcc与实际的直流电流值相等。

图14示出当在图13的例子中使校正系数k的值变化的情况下校正后的推定直流电流值idcc所具有的误差量。在图13的例子中，交流电流传感器值ius、ivs、iws的3相和为ioff×3，所以，随着校正系数k增加0.1，校正值ic增加－0.3×ioff。由此，校正后的推定直流电流值idcc的值减少0.3×ioff。

在图13的例子中，也是当校正系数k为1时，误差量与校正系数k为0的情况相同。另外，在校正系数k为0.5时，校正后的推定直流电流值idcc所具有的误差量最小。

图15是示出当在u相交流电流传感器值中存在ig的增益误差的情况下的基于校正的效果的例子。图15的图表的排布与图9相同，该图的校正系数k的值是0.5。由于在u相交流电流传感器中存在ig的增益误差，所以，在将原本的u相交流电流值设为iu时，中央的图表的ius的值增加iu×ig。在该例子中，将原本的u相交流电流值的最大值设为imax，所以，ius的最大误差值为imax×ig。

在图15的例子的情况下，在推定直流电流值idce1中，与实际的直流电流值相比，最大产生imax×ig的误差。另外，当在与电角度1个周期相当的期间中取推定直流电流值idce1的平均值的情况下，推定直流电流值idce1的平均值与实际的直流电流值相比，具有imax×ig×0.25的误差。与此相对地，校正后的推定直流电流值idcc与实际的直流电流值的误差降低到imax×ig×0.5。但是，校正后的推定直流电流值idcc的平均值为与校正前的推定直流电流值idce1的平均值相同的值，平均值的误差不降低。

图16示出当在图15的例子中使校正系数k的值变化的情况下校正后的推定直流电流值idcc所具有的误差量。在图15的例子中，交流电流传感器值ius、ivs、iws的3相和为iu×ig，所以，随着校正系数k增加0.1，校正值ic增加－0.1×iu×ig。

在图15的例子中，也是当校正系数k为1时，误差量与校正系数k为0的情况相同。另外，在校正系数k为0.5时，校正后的推定直流电流值idcc所具有的误差量最小。此外，无论校正系数k的值多少，校正后的推定直流电流值idcc的平均值所具有的误差都恒定。

如上所述，根据本实施例，校正值计算部29使用交流电流传感器值ius、ivs、iws来计算校正值ic，比较部对校正后的推定直流电流值idcc与直流电流传感器值idcs进行比较来进行诊断。由于交流电流传感器值14a至14c所具有的误差而产生的推定直流电流值idce1的偏移能够通过校正值ic来降低，所以，与实施例1的阈值1相比，本实施例中的异常探测阈值3能够设定得较小。由此，在直流电流传感器值idcs从原本的值偏移的情况下，即使是微小的偏移，也能够进行异常探测，从而能够更高精度地实施直流电流传感器12的诊断。

另外，根据图9至图16所示的例子，通过取校正后的推定直流电流值idcc的平均，从而能够进一步地降低与实际的直流电流值的误差。因此，例如也可以使用低通滤波器等来使校正后的推定直流电流值idcc平均化，并使用该平均化后的校正后推定直流电流值以及直流电流传感器值idcs来进行直流电流传感器12的诊断。

此外，在进行电力转换装置的诊断这方面，直流电流传感器12的必要性高，但如果考虑成本，则存在想要去掉直流电流传感器12这样的技术问题。本实施例中记载的推定直流电流的计算以及校正值的计算对于去除直流电流传感器12这样的上述技术问题，也能够利用。通过使用本实施例的内容来高精度地推定直流电流值，从而能够维持与有直流电流传感器12的情况等同的精度，并且通过去除直流电流传感器12来谋求成本降低。

本发明不限定于上述实施例，包含各种变形例。例如，上述实施例是为了以容易理解的方式说明本发明而详细说明的，不一定限定于具备所说明的全部结构。另外，能够将某个实施例的构成的一部分置换成其他实施例的构成，另外，还能够对某个实施例的构成添加其他实施例的构成。另外，关于各实施例的结构的一部分，能够进行其他结构的追加、删除、置换。另外，上述各构成、功能、处理部、处理单元等也可以例如通过用集成电路进行设计等而由硬件实现它们的一部分或者全部。另外，上述各构成、功能等也可以由处理器解释并执行实现各个功能的程序，从而由软件进行实现。实现各功能的程序、表格、文件等信息能够放在存储器、硬盘、ssd(solidstatedrive，固态驱动器)等记录装置、或者ic卡、sd卡、dvd等记录介质中。

符号说明

1…电力转换装置；1a…电力转换装置；1b…电力转换装置；5…目标扭矩；6…异常通知信号；9…逆变器电路；9a…逆变器电路；12…直流电流传感器；14a…交流电流传感器；14b…交流电流传感器；14c…交流电流传感器；16…逆变器控制装置；16a…逆变器控制装置；16b…逆变器控制装置；22a…pwm信号；22b…pwm信号；22c…pwm信号；22d…pwm信号；22e…pwm信号；22f…pwm信号；22g…pwm信号；22h…pwm信号；22i…pwm信号；22j…pwm信号；22k…pwm信号；22l…pwm信号；25…直流电流传感器诊断部；25a…直流电流传感器诊断部；25b…直流电流传感器诊断部；26…推定直流电流计算部；26a…推定直流电流计算部；28…比较部；28a…比较部；28b…比较部；29…校正值计算部；idcc…校正后的推定直流电流值；du…占空比值；dv…占空比值；dw…占空比值；du1…占空比值；du2…占空比值；dv1…占空比值；dv2…占空比值；dw1…占空比值；dw2…占空比值；ic…校正值；idce1…推定直流电流值；idce2…推定直流电流值；idcs…直流电流传感器值；ius…交流电流传感器值；ivs…交流电流传感器值；iws…交流电流传感器值。