电力变换装置的制作方法

本发明涉及具备将pwm电力变换器的输出并联连接的大容量逆变器(inverter)的环流抑制控制机构的电力变换装置。

背景技术：

在将大容量的电动机驱动的情况下，对其速度及转矩进行控制的pwm电力变换器(以下称作逆变器)也需要大容量化。作为使逆变器大容量化的方法之一，有将多个逆变器的输出并联连接而使输出电流增加的方法。

在单绕线电动机的情况下，将各逆变器经由耦合电抗器连接到电动机上而驱动，但根据逆变器元件的开关延迟的个体差异、电缆阻抗的偏差等而在输出电流中发生不平衡。通过该不平衡，在逆变器间流过被称作环流的不需要的循环电流。

作为抑制该环流的控制方法，有专利文献1、电气学会半导体电力变换研究会资料spc－00－45(2000年6月)第47项至53项、专利文献2等。这些技术是以适当地设定环流抑制控制增益为前提而将耦合电抗器小型化，不是能够进行通过无电抗器下的逆变器并联连接进行的电动机驱动的方法。

在上述以外，作为能够在无电抗器下进行逆变器并联运转的环流抑制控制法，有富士电机技报资料<高性能矢量控制型逆变器“frenic－vg”>(2012vol.85no.3)的第200项至201项、专利文献3所记载的方法。前者是代替耦合电抗器而利用马达配线的技术，存在将电缆配线长设为10m以上的制约。后者在驱动对象是复绕线电动机的情况下，通过代替电抗器而利用固定子绕线间的磁耦合，得到由无电抗器带来的装置的小型化、成本减少效果。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特许第2515903号公报

专利文献2：日本特开2003－134832号公报

专利文献3：日本特开2002－10684号公报

技术实现要素：

发明要解决的课题

在上述的现有技术文献中，环流抑制控制性能优化、即适当地设定环流抑制控制增益是前提。增益的决定方法有以经验法则或从传递函数的稳定条件导出等各种，但都以导出的增益为基准，实际上需要实机中的调试。如果在环流抑制控制中没有适当地设定增益，则不能期待抑制效果，存在因增益不适合而电流不平衡增大的问题。特别是在借助电缆阻抗的通过无电抗器下的逆变器(inverter)并联连接进行的电动机驱动中，为了反映按铺设而不同的电缆长的差异，在有效的环流抑制控制中要求实机中的增益调整。

本发明是为了解决上述课题而做出的，目的是提供一种在无电抗器的逆变器并联连接的电动机驱动系统中、在该电动机的运转前向构成该系统的逆变器输出测试脉冲、通过根据此时的逆变器直流电压及响应电流来事前确定铺设的电缆阻抗从而调整环流抑制控制增益、具备不受铺设状况影响的环流抑制控制机构的电力变换装置。

用来解决课题的手段

为了达成上述目的，本发明的技术方案1记载的电力变换装置，是将直流电路共通的多个pwm电力变换器、对上述多个pwm电力变换器进行控制的驱动控制部与上述多个pwm电力变换器的输出并联连接、将电动机驱动的电力变换装置，其特征在于，上述驱动控制部具备：pwm控制器，输出用来对构成上述pwm电力变换器的半导体元件的栅极进行控制的pwm指令；直流电压检测机构，检测向上述多组的pwm电力变换器供给的直流电压值；电流检测机构，分别检测上述多组的pwm电力变换器的输出电流；测试脉冲输出机构，输出根据并联连接台数设定的使正极侧半导体元件及负极侧半导体元件导通/断开的测试脉冲；阻抗确定机构，在该电动机运转前，由上述电流检测机构取得上述测试脉冲输出机构输出的测试脉冲发生时被输出的电流值，并且由上述直流电压检测机构取得上述pwm变换器的直流电压，根据所取得的电流值及电压值确定铺设电缆阻抗；调整增益计算机构，基于由上述阻抗确定机构确定出的铺设电缆阻抗相对于根据上述铺设电缆的规格计算的规格电缆阻抗的比例，计算环流抑制控制的调整增益；以及pwm指令修正机构，在该电动机运转时，根据在上述电动机运转前由上述调整增益计算机构计算出的调整增益，将从上述pwm控制器输出的pwm指令修正。

这里所述的规格电缆阻抗，是用在电力变换装置的输出侧使用的电缆的规格上的每单位长的铺设电缆阻抗与各组的从上述pwm电力变换器到电动机的铺设电缆的长度的积表示的阻抗的值。

发明效果

根据该发明，在无电抗器的逆变器并联连接的电动机驱动系统中，通过基于电动机运转前的测试脉冲的各相的电缆阻抗确定及环流抑制控制调整增益的优化，能够不受铺设状况左右而将环流抑制控制的控制性能优化，并且能够进行能够将由调整员进行的环流抑制控制增益的实机下的调整省略的自动调节。

附图说明

图1是有关实施例1的以无电抗器将逆变器2台并联连接时的交流电动机驱动系统1的概略结构图。

图2是说明图1所示的以无电抗器将逆变器2台并联连接时的r相中的环流抑制控制部36的动作的框图。

图3是有关实施例1的将逆变器n台并联连接时的交流电动机驱动系统1a的概略结构图、以及说明对a组逆变器20a的u臂及x臂的半导体元件的栅极进行控制的环流抑制控制部36的动作的框图。

图4是表示有关实施例1的逆变器的并联连接台数为2台的情况下的基于测试脉冲的r相的铺设电缆阻抗确定及调整增益计算方法的图。

图5是表示有关实施例1的逆变器的并联连接台数为3台的情况下的基于测试脉冲的r相的铺设电缆阻抗确定及调整增益计算方法的图。

图6是有关实施例1的环流抑制控制调整增益优化及运转时的动作流程图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施例进行说明。

实施例1

图1是有关实施例1的以无电抗器将逆变器(inverter)2台并联连接时(即2组结构)的电动机驱动系统1的结构图。

电动机驱动系统1构成为，具有a组逆变器20a(pwm电力变换器)、b组逆变器20b(pwm电力变换器)及驱动控制部30。这里，a组20a及b组逆变器20b分别是6臂结构的3相pwm变换器。

为将a组逆变器20a输出的a组电力线21a和b组逆变器20b输出的b组电力线21b在电动机40的端子侧并联连接的结构。

a组逆变器20a及b组逆变器20b是各臂使用igbt(insulatedgatebipolartransistor)等的半导体元件的电压型逆变器，输入侧连接在未图示的直流电源(p极、n极)上。另外，连接在p极－n极间的平滑电容器10将向a组逆变器20a及b组逆变器20b供给的直流中包含的脉动电流去除而使其成为平滑。

从a组逆变器20a输出的a组电力线21a及b组逆变器20b输出的b组电力线21b输出由r相、s相、t相构成的3相交流电力。

a组逆变器20a的3相交流输出(r相、s相、t相)及b组逆变器20b的3相交流输出(r相、s相、t相)按照r相、s相、t相与电动机40的3相输入端子41连接。

此外，a组电力线21a的电流ia(r相电流iar、s相电流ias、t相电流iat的总称)由a组电流传感器22a检测，被向a/d变换器(analogtodigitalconversion)31b输入。同样，b组电力线21b的电流ib(r相电流ibr、s相电流ibs、t相电流ibt的总称)被b组电流传感器22b检测，被向a/d变换器31c输入。

通过进行这样的连接，电动机40被并联连接的a组逆变器20a及b组逆变器20b驱动，驱动时的电流由a组电流传感器22a及b组电流传感器22b检测。

上述驱动控制部30构成为，具有a/d变换器31a、31b、31c、电流控制器32、pwm控制器33、阻抗确定部34、调整增益计算部35及环流抑制控制部36等。

a/d变换器31a将向a组逆变器20a及b组逆变器20b供给的上述p极－n极间的直流电压(模拟数据)变换为数字数据的电压值(以下称作电压)。变换后的直流电压被向阻抗确定部34输入。

a/d变换器31b将由a组电流传感器22a检测出的a组电力线21a的3相的电流值iar、ias、iat(模拟数据)变换为数字数据的电流值(以下，称作a组逆变器输出电流iar、ias、iat)。变换后的a组逆变器输出电流iar，ias、iat被向电流控制器32，阻抗确定部34及环流抑制控制部36输入。另外，上述3相的电流值iar、ias、iat表示瞬时值。

a/d变换器31c将由b组电流传感器22b检测出的b组电力线21b的3相的电流值ibr、ibs、ibt(模拟数据)变换为数字数据的电流值(以下，称作b组逆变器输出电流)。变换后的b组逆变器输出电流被向电流控制器32、阻抗确定部34(阻抗确定机构)及环流抑制控制部36输入。另外，上述3相的电流值ibr、ibs、ibt表示瞬时值。

电流控制器32根据从a/d变换器31b取得的a组逆变器输出电流iar、ias、iat及从a/d变换器31c取得的b组逆变器输出电流ibr、ibs、ibt，由平均化处理部39按照各相计算a组逆变器20a和b组逆变器20b的输出电流的平均电流iavr、iavs、iavt(平均化处理机构)。根据计算出的各相的平均电流iavr、iavs、iavt及事前设定的基准电流is，生成基准电压vs并输出。

上述基准电流is是按照各相设定的r相基准电流isr、s相基准电流iss、t相基准电流ist的总称。同样，上述基准电压vs是按照各相设定的r相基准电压vsr、s相基准电压vss、t相基准电压vst的总称。以下，为了使说明简略化，除了特别指定的情况以外，有使用上述基准电流is及基准电压vs进行说明的情况。

pwm控制器33以从电流控制器32输出的基准电压vs为输入，设定6臂的pwm指令并输出。输出的pwm指令被向环流抑制控制部36输入。

环流抑制控制部36根据被输入的a组逆变器输出电流ia、b组逆变器输出电流ib、pwm指令及由调整增益计算部35确定出的3相的调整增益gl，输出a组逆变器的各6臂的栅极信号(uag、xag、vag、yag、wag、zag)及b组逆变器的各6臂的栅极信号(ubg、xbg、vbg、ybg、wbg、zbg)。

a组逆变器的各栅极信号(uag、xag、vag、yag、wag、zag)被向构成a组逆变器的各臂的半导体元件的栅极输入。

同样，b组逆变器的各栅极信号(ubg、xbg、vbg、ybg、wbg、zbg)被向构成b组逆变器的半导体元件的栅极输入。

构成a组逆变器20a的各臂及构成b组逆变器20b的各臂通过分别被输入的栅极信号进行开关动作，输出3相交流电力的r相、s相及t相的电压、电流。

驱动控制部30的计算、运算等的处理通过微控制器、dsp(digitalsignalprocessor)、系统lsi等实现。在电动机40中使用感应电动机、同步电动机。

图2是说明用图1所示的结构将逆变器2台并联连接时的a组的r相及b组的r相中的环流抑制控制部36的动作的框图。a组的s相、t相以及b组的s相及t相中的环流抑制控制部36中的动作基本上是同样的，所以省略，在需要对不同部分说明的情况下进行说明。

环流抑制控制部36构成为，具有电流偏差检测部362a、362b、一阶滞后滤波器部363a、363b、调整/比例增益部364a、364b、限幅器365a、365b、反转部366a、366b、限幅器367a、367b、导通延迟部368a、368b、369a、369b等。

由环流抑制控制部36进行的环流抑制控制方法，是在组间存在环流的情况下、根据构成组的逆变器间的输出电流偏差来计算后述的pwm指令的导通延迟值、通过控制该导通延迟值从而仅以电缆的阻抗使负荷电流均等化的方法，不需要复绕线电动机，能够进行由无电抗器下的逆变器并联连接进行的电动机驱动。

以下，参照表示图示的环流抑制控制部36的结构的框图进行说明。另外，图示的例子是关于r相图示的框图，但s相、t相也同样地构成。

平均化处理部39(平均电流计算机构)通过数式1的式(1)～(3)计算a组逆变器r相输出电流iar、b组逆变器r相输出电流ibr的平均电流iavr。另外，同样也计算s相平均电流iavs及t相平均电流iavt。

数式1

电流偏差检测部(电流偏差检测机构)362a从a组逆变器r相输出电流iar减去由平均化处理部39计算出的平均电流iavr，检测距平均电流iavr的电流偏差δiar，向一阶滞后滤波器部363a输入。

一阶滞后滤波器部363a为了将从电流偏差检测部362a输入的电流偏差δiar的波动(ripple)去除，经由一阶滞后滤波器363a将噪声除去，向调整/比例增益部364a输入。另外，一阶滞后滤波器部363a的时间常数根据与瞬时值控制相应的运算速度及电路阻抗、控制电路的响应时间等适当地选择。

调整/比例增益部364a(调整增益/比例增益计算机构)使用从一阶滞后滤波器部363a输入的电流偏差δiar与从调整增益计算部35输出的r相的调整增益glr及比例增益kp的积，通过数式2的式(4)计算电流偏差修正值iacr。

数式2

iacr＝δiar×glr×kp····(4)

iacr：a组r相的电流偏差修正值

δiar：a组r相的电流偏差

限幅器365a判定a组r相的电流偏差修正值iacr是否是正值，并且是否不超过上限限幅值ul，在不超过的情况下，基于该电流偏差修正值iacr，设定将pwm指令的导通信号延迟的导通延迟值(导通延迟设定机构)，向导通延迟部368a输出。

导通延迟部368a在将从pwm控制器33输出的u臂的pwm指令ugr经过了从限幅器365a输入的导通延迟值后，输出将a组逆变器20a的半导体元件ua导通的栅极信号uag(pwm指令修正机构)。即，在由上式(4)表示的电流偏差修正值iacr的值是正的值的情况下，由于a组逆变器20a的输出电流iar呈现比平均电流iavr大的值，所以为了使a组逆变器r相输出电流iar减小，在经过导通延迟值后，输出将a组逆变器20a的半导体元件ua导通的栅极信号uag。

在图示的例子中，a组逆变器20a的r相的u臂及x臂构成为，具有半导体元件ua及xa，由于半导体元件ua和半导体元件xa其半导体元件的导通/断开的定时相反，所以由反转部366a将a组r相的电流偏差修正值iacr反转。限幅器367a判定反转后的a组r相的电流偏差修正值iacr是否没有超过上限限幅ul，在没有超过的情况下，设定基于该电流偏差修正值iacr的导通延迟值，向导通延迟部369a输出。

另外，限幅器365a及367a在输入为负值的情况下，将输出设为零，在输入超过了上限限幅ul的情况下将限幅ul输出。

导通延迟部369a在将从pwm控制器33输出的x臂的pwm指令xgr经过了从限幅器367a输入的导通延迟值后，输出将a组逆变器20a的半导体元件xa导通的栅极信号xag。

以上，主要说明了将逆变器2台并联连接时的a组的r相中的环流抑制控制，但如图2所示，b组r相中的环流抑制控制也是同样的，输出将b组逆变器20b的半导体ub导通的栅极信号ubg及xbg。

图3是将有关实施例1的逆变器n台并联连接时的交流电动机驱动系统1a的概略结构图及说明对a组逆变器20a的r相的栅极进行控制的环流抑制控制部36的动作的框图。图3(1)将从连接在相同的直流母线p极、n极上的a组逆变器20a到第n组逆变器20n并联连接，其交流输出被用输入端子41连接到电动机40。图3(2)是对于控制a组逆变器20a的r相半导体元件的栅极的环流抑制控制部36的动作、就a组逆变器20a的u臂和x臂的半导体元件的栅极的控制进行说明的框图。

在图3中，与图1相同的部分赋予相同的标号而省略其说明，主要说明发生变更的部分。

从图3(1)所示的a组电力线21a～第n组电力线21n，分别输出由r相、s相、t相构成的3相交流电力。a组电力线21a～第n组电力线21n的r相、s相、t相的电力线被按照r相、s相、t相连接在电动机40的3相输入端子41上。

图3(2)所示的环流抑制控制部36构成为，具有平均化处理部39、电流偏差检测部362a(电流偏差检测机构)、一阶滞后滤波器部363a、调整/比例增益部364a、限幅器365a、导通延迟部366a(导通延迟值计算机构)、反转部367a、上限限幅部368a及导通延迟部369a等。

这里，电流偏差检测部362a(电流偏差检测机构)、一阶滞后滤波器部363a、调整/比例增益部364a、限幅器365a、导通延迟部366a(导通延迟值计算机构)、反转部367a、上限限幅部368a及导通延迟部369a的动作与图2所示的r相中的环流抑制控制部36的动作是同样的，省略其说明。

图示的平均化处理部39(平均电流计算机构)通过数式3的式(5)计算a组逆变器r相输出电流iar～第n组逆变器r相输出电流inr的平均电流iavr。另外，同样，也计算s相平均电流iavs及t相平均电流iavt(式(6)及式(7))。

数式3

电流偏差检测部362a从第1组逆变器r相输出电流ira减去上述逆变器r相输出电流的平均电流iavr，计算距平均电流iavr的电流偏差δiar。限幅器365a判定由上述式(4)计算出的a组r相的电流偏差修正值iacr是否是正值且不超过上限限幅值ul，在不超过的情况下，设定基于该电流偏差修正值iacr的导通延迟值，向导通延迟部368a输出。另外，限幅器365a在输入为负值的情况下，输出为零，在输入超过了上限限幅ul的情况下将限幅ul输出。

导通延迟部368a将从pwm控制器33输出的r相的pwm指令ug经过从限幅器365a输入的导通延迟值后，输出将a组r相逆变器20a的u臂导通的栅极信号uag。另外，反转部366a、限幅器367a及导通延迟部369a的动作与图2的说明是同样的，导通延迟部369a将从pwm控制器33输出的r相的pwm指令xgr经过从限幅器367a输入的导通延迟值后，输出将a组逆变器20a的x臂导通的栅极信号xag。

图4是表示有关实施例1的逆变器的并联连接台数为2台的情况下的基于测试脉冲的r相的铺设电缆阻抗确定及调整增益计算方法的图。

在本实施例中，代替上述电抗器而利用铺设的电缆阻抗。

在将电动机40运转之前，驱动控制部30向并联连接的2台逆变器(a组逆变器20a、b组逆变器20b)中的a组逆变器20a输出使连接在p极侧的半导体元件ua导通的测试脉冲指令，向b组逆变器20b输出使连接在n极侧的半导体元件xb导通的测试脉冲指令。根据该测试脉冲输出时的直流电压vdc和基于测试脉冲输出的响应电流(iar、ibr)，通过阻抗确定部34确定电缆阻抗(lar+lbr)。同样，通过也对s相实施，确定电缆阻抗(las+lbs)，通过对t相实施，确定电缆阻抗(lat+lbt)。

上述测试脉冲被从与驱动控制部30的环流抑制控制部36的输出连接的驱动电路37相对于构成a组逆变器20a的p极侧半导体元件ua的栅极作为a组逆变器栅极信号uag而输出。同样，相对于构成b组逆变器20b的n极侧半导体元件的栅极作为b组逆变器栅极信号xbg而被输出。另外，图示的驱动电路37设置在驱动控制部30的外部，但如果作为环流抑制控制部36的功能而设置在内部，也满足本发明的构成要件。

大容量电动机的阻抗远比电缆的阻抗大，所以可以认为在经由电动机40的电流路径中不流过电流而能够忽视。

由此，r相的铺设电缆阻抗(lar+lbr)可以由数式4的式(8)求出。

数式4

这里，vdc是直流电路的电压，tp是作为测试脉冲输出的栅极信号ubg及xbg的脉冲宽度，ipr是输出测试脉冲时由电流传感器22ar及电流传感器22br测量的r相的响应电流(iar、ibr)的绝对值的峰值。vf是半导体元件ua和半导体元件xb的正向电压下降的合计值。

另外，响应电流iar和iba基本上是相等的值，但在不同的情况下也可以使用iar和ibr的峰值的平均值。通过同样的方法，能够求出s相的铺设电缆阻抗(las+lbs)及t相的铺设电缆阻抗(lat+lbt)。将确定出的r相的铺设电缆阻抗(lar+lbr)、s相的铺设电缆阻抗(las+lbs)及t相的铺设电缆阻抗(lat+lbt)从阻抗确定部34向调整增益计算部35发送。

结果，不论施设状况如何，图1所示的调整增益计算部35通过数式5的式(9)计算用来优化环流抑制控制增益的r相调整增益glr，作为铺设电缆阻抗(lar+lbr)相对于规格电缆阻抗lspec的比例。

数式5

glr：r相调整增益

lar+lbr：r相铺设电缆阻抗

lspec：规格电缆阻抗

增益优化可以通过对上述计算出的r相调整增益glr乘以环流抑制控制的标准化设定比例增益kp而得到。

上述的r相调整增益glr是对a组逆变器及b组逆变器间的r相计算的，但同样地计算a组逆变器及b组逆变器间的s相调整增益gls、以及a组逆变器及b组逆变器间的t相调整增益glt。

通常，由于r相、s相及t相的电力线被收纳在同一条电缆中而铺设，所以可以设想因相的差异而电缆阻抗(la+lb)成为不同值的情况较少，但在不同的情况下，可以使用基于上述的通过测试脉冲的测量的结果而计算出的每相的调整增益gl(不将调整增益glr、gls、glt特别区别的情况下的总称)。另外，上述电缆阻抗la是不将电缆阻抗lar、las、lat特别区别的情况下的总称，电缆阻抗lb是不将电缆阻抗lbr、lbs、lbt特别区别的情况下的总称。

如图2所示，上述所计算出的glr在上述2台逆变器驱动时被发送给调整/比例增益部364a及364b，进行构成a组的u臂、x臂及b组的u臂和x臂各自的半导体元件的栅极信号的导通延迟的调整。这样，进行r相的a组和b组间的环流抑制控制。

同样地构成a组逆变器s相及逆变器t相、以及b组逆变器s相及逆变器t相的各v、y、w、z臂的半导体元件的栅极信号也被输出。

结果，能够抑制并联连接的2台逆变器之间的环流。

上述本实施例的环流抑制控制将对电流的偏差乘以比例增益kp后(相应于由规格决定的阻抗而进行了电缆铺设的情况)的输出作为导通延迟时间来处理，虽然是单极性，但可以看作是一种电流控制。

此外，在负载为电感l的情况比例增益kp情况下构成的闭环电流控制系统中，将没有延迟的理想的传递函数的时间常数用l/kp表示，通过将比例增益与电感的比例设为一定，时间常数不变。

根据这些关系，计算铺设阻抗相对于电缆的规格阻抗的比例，乘以环流抑制控制的比例增益，从而能够不使响应性劣化而保持为一定。

图5是表示有关实施例1的逆变器的并联连接台数为3台的情况下的基于测试脉冲的r相的铺设电缆阻抗确定及调整增益计算方法的图。

基本的思考方式与图4所示的逆变器的并联连接台数为2台的情况下的基于测试脉冲的r相的铺设电缆阻抗确定及调整增益计算方法相同，所以对于相同部分使用相同的标号并省略其说明，对不同的部分进行说明。

在将电动机40运转之前，驱动控制部30对并联连接的3台逆变器(a组逆变器20a、b组逆变器20b、c组逆变器20c)输出以下所示的测试脉冲指令。

(1)对a组逆变器20a输出使p极侧半导体元件ua导通的测试脉冲指令，对b组逆变器20b输出使n极侧半导体元件xb导通的测试脉冲指令。根据该测试脉冲输出时的直流电压vdc和基于测试脉冲输出的响应电流(iar、ibr)，确定电缆阻抗(lar+lbr)。将其对各相实施。

(2)接着，对于b组逆变器20b输出使p极侧半导体元件ub导通的测试脉冲指令，对于c组r相逆变器20c输出使n极侧半导体元件xc导通的测试脉冲指令。根据该测试脉冲输出时的直流电压vdc和基于测试脉冲输出的响应电流(ibr、icr)，确定电缆阻抗(lbr+lcr)。将其对各相实施。

(3)接着，对于c组r相逆变器20c输出使p极侧半导体元件uc导通的测试脉冲指令，对于a组r相逆变器20a输出使n极侧半导体元件xa导通的测试脉冲指令。根据该测试脉冲输出时的直流电压vdc和基于测试脉冲输出的响应电流(icr、iar)，确定电缆阻抗(lcr+lar)。将其对各相实施。

另外，电缆阻抗(lar+lcr+lar)的确定方法例如如果将由上述(1)～(3)确定出的电缆阻抗(lar+lbr)、(lbr+lcr)及(lcr+lar)的值合计，则成为2×(lar+lbr+lcr)，所以通过将计算出的合计值用2除，能够确定电缆阻抗(lar+lbr+lcr)。

上述测试脉冲被从与驱动控制部30的环流抑制控制部36的输出连接的驱动电路37输出。

由于大容量电动机的阻抗远大于电缆的阻抗，所以可以设为在经由电动机40的电流路径中不流过电流而能够忽视。

结果，不取决于施设状况，图1所示的调整增益计算部35通过数式6的式(10)计算用来将环流抑制控制增益优化的r相的调整增益glr，作为铺设电缆阻抗(lar+lbr+lcr)相对于基于铺设电缆的规格的规格电缆阻抗lspec的比例。

数式6

glr：r相调整增益

lar+lbr+lcr：r相铺设电缆阻抗

lspec：规格电缆阻抗

r相的增益优化可以通过对上述计算出的r相调整增益glr乘以环流抑制控制的标准化设定比例增益kp来进行(已优化调整增益＝gl×kp)。

上述的r相调整增益glr是对a组逆变器20a、b组逆变器20b及c组逆变器20c的r相计算的。

同样，对于a组逆变器20a、b组逆变器20b及c组逆变器20c的s相也计算调整增益gls。

同样，对于a组逆变器20a、b组逆变器20b及c组逆变器20c的t相也计算调整增益glt。

通常，由于r相、s相及t相的电力线被容纳在同一条电缆中而铺设，所以可以设想因相的差异而电缆阻抗(la+lb)成为不同值的情况较少，但在不同的情况下，可以使用基于上述的通过测试脉冲的测量的结果而计算出的每相的调整增益glr、gls、glt。

基于这样计算出的调整增益glr，在上述3台逆变器的驱动时(电动机运转时)，根据基于上述式(4)所示的电流偏差修正值iacr而生成的pwm指令ugr来计算a组u臂的导通延迟值uad，输出通过计算出的导通延迟值uad修正后的将半导体元件uar导通的栅极信号uag。

同样，基于pwm指令xg计算a组x臂的导通延迟值xad，输出通过计算出的导通延迟值xad修正后的将半导体元件xa导通的栅极信号xag。

同样，基于调整增益glr，输出将b组u臂及x臂的半导体元件ub及xb导通的栅极信号ubg及xbg。

同样，基于调整增益glr，输出将c组u臂及x臂的半导体元件uc及xc导通的栅极信号ucg及xcg。

上述的处理对于s相及t相也同样被进行。

结果，能够不在并联连接的3台逆变器之间使用抑制环流的电抗器而将并联连接的3台逆变器驱动。

图6是有关实施例1的环流抑制控制调整增益优化及运转时的动作流程图。该流程图并不限于使用图4说明的逆变器的并联连接台数是2台的情况、以及使用图5说明的逆变器的并联连接台数是3台的情况，对于逆变器的并联连接台数为n台的情况下的基于测试脉冲的环流抑制控制调整增益优化及运转时的动作流程都能够适用。以下进行其说明。

<运转前处理>

(1)在逆变器的并联连接台数是2台的情况下参照图4，在并联连接台数是3台的情况下参照图5，对于铺设电缆，输出基于并联连接台数设定的使p极侧半导体元件及n极侧半导体元件导通/断开的测试脉冲(s01)。

(2)检测向铺设电缆输出了测试脉冲时的直流电压(电压)及响应电流(逆变器输出电流)(s02)。

(3)根据在上述(2)中检测出的电压、电流确定铺设电缆的阻抗(s03)。

(4)根据铺设电缆阻抗l相对于基于铺设电缆的规格的规格电缆阻抗lspec的比例，计算调整增益gl。对计算出的调整增益gl乘以环流抑制控制的标准化设定比例增益kp，将调整增益优化(s04)。

<运转时处理>

(5)环流抑制控制部36计算基于上述运转前处理所计算出的已优化的调整增益(gl×kp)的导通延迟值，对于对应的逆变器栅极，输出通过计算出的导通延迟值修正后的栅极信号。该方法能够不取决于并联连接的逆变器的数量而被应用。

如以上说明，根据本发明的实施例，能够提供一种在逆变器并联连接的电动机驱动系统中、通过基于电动机运转前的测试脉冲的各相的电缆阻抗确定及环流抑制控制调整增益的优化、从而能够不受铺设状况左右而将环流抑制控制的控制性能优化、并且能够自动调节的电力变换装置。

标号说明

1电动机驱动系统；

10平滑电容器；

20aa组逆变器；

20bb组逆变器；

20cc组逆变器；

20nn组逆变器；

20nrn组r相逆变器；

21aa组电力线(电缆)；

21bb组电力线(电缆)；

21nn组电力线(电缆)；

22aa组电流传感器；

22bb组电流传感器；

22cc组电流传感器；

22nn组电流传感器；

30驱动控制部；

31a、31b、31ca/d变换器；

32电流控制器；

33pwm控制器；

34阻抗确定部；

35调整增益计算部；

36环流抑制控制部；

37驱动电路；

39平均化处理部；

40电动机；

41输入端子。