电力变换系统的制作方法
【专利摘要】在电力变换系统中，更有效率地执行当流到直流电源的供给线中的脉动电流的频率等于LC滤波器的共振频率时抑制共振的动作。在连接在直流电源(1)与逆变器电路(3)之间的LC滤波器(10)中，在构成该滤波器(10)的电容器(9)与地电位之间配置N沟道MOSFET(11)。并且，如果BPF(12)检测到在LC滤波器(10)中发生了共振，则反转放大器(15)使N沟道MOSFET(11)动作而使配置有电容器(9)的路径的串联电阻值变化。
【专利说明】电力变换系统
[0001 ] 本申请基于2014年2月24日提出申请的日本专利申请第2014 — 32904号主张优先权，这里引用其全部内容。
技术领域
[0002]本发明涉及将通过使开关元件开关动作而将输入电压变换的多个电力变换电路与I个直流电源并联连接成的电力变换系统。
【背景技术】
[0003]在专利文献I中，公开了以下这样的车载用电气系统。在共通的直流电源上连接着第I及第2电动机用驱动装置，第I电动机用驱动装置驱动行驶用马达，第2电动机用驱动装置驱动空调装置用马达。在直流电源上，并联连接着电容器，在第2电动机用驱动装置的电源输入侧配置有LC滤波器。并且，通过在构成LC滤波器的电容器上串联地连接电阻元件，在从第I电动机用驱动装置输出的脉动电流中包含的频率与由C一 L一 C构成的型滤波器的共振频率重叠时，也由滤波器抑制发生共振。
[0004]现有技术文献
[0005]专利文献
[0006]专利文献1:特开2012 — 244651号公报
【发明内容】
[0007]发明的概要
[0008]但是，在专利文献I的结构中，由于即使是脉动电流中包含的频率不与滤波器的共振频率重叠的情况，也总是由串联连接在电容器上的电阻元件消耗电流，所以功耗增大。
[0009]本公开是鉴于上述情况而做出的，其目的是提供一种能够更有效率地执行当流到直流电源的供给线中的脉动电流的频率等于LC滤波器的共振频率时抑制共振的动作的电力变换系统。
[0010]根据本公开的一技术方案，电力变换系统具备:并联连接在I个直流电源上，通过使开关元件开关动作而将输入电压变换的I个以上的第I电力变换电路、以及由负荷带来的功耗被设定为比上述第I电力变换电路小的I个以上的第2电力变换电路;LC滤波器，连接在上述直流电源与上述第2电力变换电路之间；共振检测部，设在该LC滤波器的输入侧，检测在该LC滤波器中发生共振的情况;控制用开关元件，与构成上述LC滤波器的电容器串联地连接。电力变换系统还具备当上述共振检测部检测到共振的发生时使上述控制用开关元件动作、使配置有上述电容器的路径的串联电阻值变化的电阻值变化部。
[0011]根据上述结构的电力变换系统，在连接在直流电源与第2电力变换电路之间的LC滤波器中，将构成该滤波器的电容器与控制用开关元件串联地连接。并且，如果共振检测部检测到在LC滤波器中发生了共振，则电阻值变化部使控制用开关元件动作，使配置有电容器的路径的串联电阻值变化。
[0012]由此，即使通过功耗更大的第I电力变换电路侧的开关频率变化而要经由电源线向第2电力变换电路流入的脉动电流的频率接近于LC滤波器的共振频率，也能够通过电阻值变化部使包含构成上述滤波器的电容器的路径的串联电阻值变化，来抑制在上述电容器中流过因共振带来的过大的电流。因而，不会如专利文献I那样总是由上述路径中配置的电阻元件消耗电力，能够更有效率地抑制共振的发生。
[0013]关于本公开的上述目的及其他目的、特征及优点参照附图并通过下述详细的记述会变得明确。
【附图说明】
[0014]图1是表示有关第I实施方式的电力变换系统的结构的图。
[0015]图2是表示伴随着脉动电流的频率的变化的各信号的变化的图。
[0016]图3是表示作为相对于第I实施方式的结构的比较例设想的不同的对策的一例的图。
[0017]图4(a)对应于图3的结构，图4(b)是表示与本实施方式的结构对应的脉动电流Ir与电容器电流Ic的关系的图。
[0018]图5是表示有关第2实施方式的电力变换系统的结构的图。
[0019]图6是表示第2实施方式的伴随着脉动电流的频率的变化的各信号的变化的图。
[0020]图7是表示有关第3实施方式的电力变换系统的结构的图。
[0021]图8是表示第3实施方式的伴随着脉动电流的频率的变化的各信号的变化的图。
【具体实施方式】
[0022](第丨实施方式)
[0023]以下，参照图1至图4对第I实施方式进行说明。在直流电源I上，并联连接着两个逆变器电路2、3。逆变器电路3(第2电力变换电路)将6个例如IGBT4(4a?4f)作为开关元件进行三相电桥连接而构成。逆变器电路3的各相输出端子连接在马达5的各相定子绕线(未图示)的一端上。虽然没有具体表示，但逆变器电路2(第I电力变换电路)侧也同样地构成，该各相输出端子连接在马达6(负荷)的各相定子绕线的一端上。
[0024]这里，马达6例如是电动汽车的行驶驱动用马达(例如IPMSM等的永久磁铁型同步马达)，虽然没有图示，但在其旋转轴上经由驱动轴连结着车辆的驱动轮。此外，马达(负荷)5是例如作为车载辅助设备的散热器风扇驱动用的马达(例如SPMSM等的永久磁铁型同步马达)。因而，由逆变器电路3驱动马达5时的功耗比由逆变器电路2驱动马达6时的功耗小。
[0025]并且，直流电源I是端子电压例如为100V以上(例如288V)的2次电池，例如是锂离子电池或镍氢电池等。另外，虽然没有图示，但逆变器电路2、3分别受独立的控制电路控制，在各IGBT4等的栅极上被施加例如由(Pulse Width Modulat1n脉冲宽度调制)信号形成的驱动信号而被开关控制。
[0026]在直流电源I与逆变器电路3之间，连接着由平滑电容器7和线圈8及电容器9构成的LC滤波器10。其中，在电容器9的负侧端子(与线圈8的共通连接点为正侧端子)与地电位之间，连接着N沟道M0SFET11 (控制用开关元件、电阻值变化部)。
[0027]在直流电源I的正侧端子上，连接着带通滤波器12(滤波器电路)的输入端子，带通滤波器(以下称作BPF) 12的输出端子经由二极管13及电容器14连接在地电位上。BPF12的通过域设定为，使LC滤波器10的共振频率fr为频带的中心。并且，二极管13的阴极连接在反转放大器15 (电阻值变化部)的输入端子上。
[0028]反转放大器15由运算放大器16、电阻元件17及18等构成，电阻元件17的一端连接在二极管13的阴极上，另一端连接在运算放大器16的反转输入端子上。此外，上述反转输入端子经由电阻元件18连接在运算放大器16的输出端子上。在运算放大器16的非反转输入端子上被施加基准电压19。并且，运算放大器16的输出端子连接在N沟道M0SFET11的栅极上，并经由齐纳二极管20连接在地电位上。
[0029]接着，对本实施方式的作用进行说明。如果将由逆变器电路2、3各自消耗的电力比较，则逆变器电路2侧的功耗较大。因此，在逆变器电路2驱动马达6而动作时，通过将构成逆变器电路2的各IGBT开关控制而发生的脉动电流要向逆变器电路3侧流入。如果该脉动电流的频率frip与LC滤波器10的共振频率fr不同，则BPF12将该高频电流阻止。
[0030]因而，BPF12的输出电压、电容器14的端子电压为0V，由于反转放大器15将其端子电压反转放大，所以反转放大器15的输出电压成为齐纳二极管20的齐纳电压。由此，N沟道M0SFET11维持开启状态。
[0031]相对于此，逆变器电路2侧是可变载波控制，运转条件变化等而如图2(a)所示那样脉动电流的频率frip上升，要跨越共振频率fr而变化。此时，BPF12在以共振频率fr为中心的通过域中使输出信号的电平上升(参照图2(b))。
[0032]于是，对应于其上升而反转放大器15的输出电压下降，N沟道M0SFET11的栅极电压下降，所以N沟道M0SFET11的开启电阻上升(线性控制，参照图2(c))，包含电容器9的电流路径的串联电阻值上升。由此，如图2(d)所示，相对于在图中用虚线表示的不存在N沟道M0SFET11的情况，向电容器9流入的脉动电流irip的上升如实线表示那样被抑制。
[0033]另外，通常LC滤波器10的截止频率(=共振频率fr)被设定为设想会恒常发生的脉动电流的频率低。因而，具有比共振频率fr高的频率的脉动电流向逆变器电路3侧的流入被LC滤波器10阻止。
[0034]如以上这样，根据本实施方式，在连接于直流电源I与逆变器电路3之间的LC滤波器10中，在构成该滤波器10的电容器9与地电位之间配置N沟道M0SFET11。并且，如果BPF12检测到在LC滤波器10中发生了共振，则反转放大器15使N沟道M0SFET11动作，使包含电容器9的电流路径的串联电阻值变化。
[0035]由此，通过功耗更大的逆变器电路2侧的开关频率变化，即使要经由电源线向逆变器电路3流入的脉动电流的频率接近于LC滤波器10的共振频率，也由反转放大器15控制N沟道MOSFET11的开启电阻而使包含电容器9的电流路径的串联电阻值变化，能够抑制因共振带来的过大的电流流到电容器9中。因而，不会如专利文献I那样总是由配置在上述路径中的电阻元件消耗电力，能够更有效率地抑制共振的发生。
[0036]并且，反转放大器15根据由BPF12检测的共振的等级而将N沟道M0SFET11线性控制，使上述串联电阻值增加。即，能够根据共振的等级使N沟道M0SFET11的开启电阻连续地变化，使串联电阻值增加。
[0037]这里，作为抑制在LC滤波器10中发生的共振的手段，也可以考虑例如如图3所示的比较例那样在逆变器装置4的负侧电源线中插入二极管(Di)。但是，如果采取这样的对策，则如图4(a)所示，在脉动电流(这里是Ir)增加某种程度之前，向电容器9流入的电流(这里是电容器电流Ic)成比例地增加，电流Ic由负荷消耗的电流(逆变器电流Im)规定。因而，有电流Im越增加则电流Ic的降低效果越低的问题。相对于此，根据本实施方式，如图4(b)所示，不论电流Im的多少，都能够充分地降低电流Ic。
[0038](第2实施方式)
[0039]以下，对与第I实施方式相同部分赋予相同的标号而省略说明，对不同的部分进行说明。如图5所示，在第2实施方式中，是在N沟道M0SFET11上并联连接电阻元件21、代替反转放大器15而配置比较器22及非门23(都相当于电阻值变化部)的结构。在二极管13的阴极上，连接着比较器22的非反转输入端子，对于反转输入端子，作为判定阈值而施加基准电压24。并且，比较器22的输出端子经由非门23连接在N沟道M0SFET11的栅极上。
[0040]接着，对第2实施方式的作用进行说明。如果脉动电流的频率frip与LC滤波器10的共振频率f r不同，则比较器22的输出信号f comp是低电平，N沟道MOSFET11维持开启状态，所以在电阻元件21中不流过电流。由此，具有比共振频率fr高的频率的脉动电流的流入(irip)被LC滤波器10阻止。
[0041]如图6(a)所示，如果与第I实施方式同样地，逆变器电路2为发生源的脉动电流的频率以跨越共振频率fr的方式变化，则BPF12在通过域中使输出信号的电平上升(参照图6(b))。并且，BPF12的输出电压上升，如果超过设定在比较器22中的阈值Vcomp，则输出信号f comp变化为高电平(参照图6(c))。
[0042]于是，N沟道MOSFET11关断，所以向电容器9流入的电流流到电阻元件21中，包含电容器9的电流路径的串联电阻值上升。由此，如图6(d)所示，与图中用虚线表示的不存在N沟道M0SFET11的情况相比，向电容器9流入的脉动电流irip的上升如用实线表示那样被抑制。
[0043]如以上这样，根据第2实施方式，具备与N沟道M0SFET11并联连接的电阻元件21，在没有检测到共振的状态下使N沟道M0SFET11开启，如果由比较器22检测的共振的等级超过阈值，则使N沟道MOSFET11关闭。由此，如果在LC滤波器1中发生共振，则由电阻元件21使包含电容器9的电流路径的串联电阻值上升，能够抑制共振。
[0044](第3实施方式)
[0045]如图7所示，在第3实施方式中，对第2实施方式的结构添加比较器31及与门32(都相当于电阻值变化部)而构成。比较器31的非反转输入端子直接连接在BPF12的输出端子上，在反转输入端子上，施加被设定为OV的附近的基准电压33。另外，也可以将反转输入端子连接在地电位上而将基准电压设为0V。并且，与门32的输入端子的一方连接在比较器31的输出端子上，输入端子的另一方连接在非门23的输出端子上。
[0046]接着，对第3实施方式的作用进行说明。如果脉动电流的频率frip与LC滤波器10的共振频率fr不同，则与第2实施方式同样，非门23的输出信号(高电平)经由与门32被施加在N沟道M0SFET11的栅极上，N沟道M0SFET11维持开启状态。
[0047 ] 并且，如果脉动电流的频率f r i P以跨越共振频率fr的方式变化，则如图8 (a)所示，BPF12使共振频率附近的输入信号通过。另外，在图8中，将横轴的时间比图6等放大表示。于是，比较器31如图8(b)所示，对应于BPF12输出的共振信号波形的正侧半波，将高电平的信号经由与门32向N沟道M0SFET11的栅极施加。在共振信号波形的负侧半波中，比较器31的输出信号为低电平。即，N沟道M0SFET11以同步于共振信号波形的零交叉定时而开启关闭切换的方式开关动作。
[0048]由此，即使在发生共振的期间中非门23持续地输出低电平的信号，N沟道MOSFET11也断续地被关闭。由于N沟道MOSFET11关闭的期间在电阻元件21中流过电流，所以包含电容器9的电流路径的串联电阻值相比没有发生共振的期间上升。
[0049]图8(c)中表示的脉动电流irip的波形与图8的(a)、(b)相比将时间轴进一步扩大表示。在N沟道M0SFET11间歇地关闭的期间中，以波形振幅在正负为相同的方式动作，以使开启期间的波形面积(积分值)与关闭期间的波形面积相等(在图8(c)中，参照斜线部分A)。并且，关闭期间因通过电阻元件21上升的电阻值而波形振幅降低，所以随之开启期间的波形振幅也降低(在图8 (c)中，参照B)。因而，脉动电流ir iP的波形振幅通过N沟道MOSFET11的开关动作，以逐渐向OV收敛的方式变化。由此，共振的发生被抑制。
[0050]如以上这样，根据第3实施方式，将比较器31的非反转输入端子直接连接在BPF12的输出端子上，根据由BPF12检测的共振的等级，以使N沟道MOSFET11间欠地关闭的方式开关动作。由此，使包含电容器9的电流路径的串联电阻值相比没有发生共振的期间等价地上升，能够抑制共振的发生。并且，由于使N沟道M0SFET11同步于共振信号波形的零交叉定时而开关，所以能够降低开关损失。
[0051]另外，在BPF12输出的信号的波形中相对于实际的共振波形有相位延迟的情况下，将该相位延迟量通过阈值电压的设定等调整，只要同步于实际的共振信号波形的零交叉定时而开关就可以。
[0052]本公开并不仅限定于上述或在附图中记载的实施方式，能够进行以下这样的变形或扩展。
[0053]电力变换电路也可以是比较器。
[0054]也可以分别具备两个以上第1、第2电力变换电路。
[0055]共振检测部并不限于BPF12，只要是以包含LC滤波器的共振频率的频带为通过域的滤波器电路，例如也可以是低通滤波器。
[0056]也可以在构成电力变换电路的开关元件中使用双极晶体管或M0SFET。
[0057]也可以在控制用开关元件中使用P沟道MOSFET，连接到线圈8与电容器9之间。
[0058]此外，也可以在控制用开关元件中使用双极晶体管或IGBT等。
[0059]电力变换电路的负荷并不限于车载设备。
[0060]本公开依据实施例进行了记述，但应理解的是本公开并不限定于该实施例及构造。本公开也包含各种各样的变形例及等价范围内的变形。除此以外，各种各样的组合或形态、还有在它们中仅包含一个要素、其以上或其以下的形态也包含在本公开的范畴或思想范围中。
【主权项】
1.一种电力变换系统，其特征在于，具备: 并联连接在I个直流电源(I)上，通过使开关元件(4)开关动作而将输入电压变换的I个以上的第I电力变换电路(2)、以及由负荷带来的功耗被设定为比上述第I电力变换电路小的I个以上的第2电力变换电路(3); LC滤波器(10)，连接在上述直流电源与上述第2电力变换电路之间； 共振检测部(12)，设在该LC滤波器的输入侧，检测在该LC滤波器中发生共振的情况； 控制用开关元件(11)，与构成上述LC滤波器的电容器(9)串联地连接；以及电阻值变化部(15、21、22、31、32)，当上述共振检测部检测到共振的发生时使上述控制用开关元件动作，使配置有上述电容器的路径的串联电阻值变化。2.如权利要求1所述的电力变换系统，其特征在于， 上述共振检测部由以包含上述LC滤波器的共振频率的频带为通过域的滤波器电路(12)构成。3.如权利要求2所述的电力变换系统，其特征在于， 上述滤波器电路是带通滤波器。4.如权利要求1?3中任一项所述的电力变换系统，其特征在于， 上述电阻值变化部(15)根据由上述共振检测部检测出的共振的等级将上述控制用开关元件线性控制，使上述串联电阻值增加。5.如权利要求1?3中任一项所述的电力变换系统，其特征在于， 上述电阻值变化部(21、22)具备与上述控制用开关元件并联连接的电阻元件(21); 在没有由上述共振检测部检测到共振的状态下使上述控制用开关元件开启； 如果由上述共振检测部检测出的共振的等级超过阈值，则使上述控制用开关元件关闭。6.如权利要求1?3中任一项所述的电力变换系统，其特征在于， 上述电阻值变化部(31、32)具备与上述控制用开关元件并联连接的电阻元件(21); 在没有由上述共振检测部检测到共振的状态下使上述控制用开关元件开启； 根据由上述共振检测部检测出的共振的等级，以使上述控制用开关元件间歇地关闭的方式开关。7.如权利要求6所述的电力变换系统，其特征在于， 上述电阻值变化部同步于共振波形的零交叉定时而使上述控制用开关元件开关。
【文档编号】H02M7/493GK106031013SQ201580010125
【公开日】2016年10月12日
【申请日】2015年2月4日
【发明人】井村多加志
【申请人】株式会社电装