本发明涉及变频空调技术领域，尤其涉及pfc电路、电机控制系统及变频空调器。
背景技术：
为了应对家电产品节能要求，变频空调得到了快速发展，有源功率因数校正已经广泛应用于变频空调电控部分。目前大部分变频空调电控的功率因数校正部分采用boost(升压)类型电路，电流流经整流桥后，经过电感和二极管后供给电机逆变器，此种类型的电控缺点是ac-dc(交流-直流)转换效率较低；或者出现一种无桥方式的pfc(功率因素校正)电路，但这种无桥方式的pfc电路虽然一定程度上提高了ac-dc转换效率，但存在共模噪声大的问题。
上述内容仅用于辅助理解本发明的技术方案，并不代表承认上述内容是现有技术。
技术实现要素：
本发明的主要目的在于提供一种pfc电路、电机控制系统及变频空调器，目的在于解决现有pfc电路中存在转换效率较低或者共模噪声大的问题。
为实现上述目的，本发明提供的一种pfc电路，所述pfc电路包括电抗器、整流部、电流检测部、滤波电路、交流电压采样部、直流电压采样部和运算控制部；所述电抗器和所述电流检测部连接交流电源的输入端，所述电抗器、电流检测部和整流部串联在交流电源回路中；所述整流部输出端连接直流母线，所述滤波电路通过所述直流母线与所述整流部连接；
所述整流部包括自带续流二极管的第一开关管和第二开关管、以及自带续流二极管的第三开关管和第四开关管，
所述第三开关管和第四开关管串联后的公共连接点与交流电源的l线连接；所述第一开关管和第二开关管串联后的公共连接点与交流电源的n线连接；所述第一开关管和第二开关管串联后的一端连接所述第三开关管源级，所述第一开关管和第二开关管串联后的另一端连接所述第四开关管漏极，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的控制端分别连接所述运算控制部；其中，
所述电流检测部用于检测所述交流输入电流，并获得对应的交流输入电流值；所述滤波电路用于对所述整流模块输出的直流电进行平滑滤波以输出直流母线电压；所述交流电压采样部用于检测交流输入电压，并获得对应的交流输入电压值；所述直流电压采样部用于检测所述直流母线电压，并获得对应的直流母线电压值；
所述运算控制部包括pfc运算控制部，所述pfc运算控制部用于获取电机运行的直流母线电压给定值，并根据所述交流输入电压值、所述直流母线电压值、所述交流输入电流值以及所述直流母线电压给定值生成pfc开关占空比信号驱动所述整流部的开关管工作，以对所述输入的交流电进行功率因素校正。
优选的，所述pfc运算控制部根据所述交流输入电压值获取所述交流输入电压极性标示信号，并根据所述交流输入电压极性标示信号控制所述第一整流单元的第三开关管和第四开关管开关工作。
优选的，所述电流检测部检测所述交流输入电流时，在所述第一开关管或者所述第二开关管开启或者关闭的中间时刻进行电流采样。
优选的，所述电机控制系统包括相电流采样部和逆变器；
所述电流采样部用于采样所述电机的相电流信号并输入到所述电机运算控制部；
所述逆变器输入端连接所述直流母线，所述逆变器输出端连接电机；
所述运算控制部还包括电机运算控制部，所述电机运算控制部用于根据所述直流母线电压值、所述电机的相电流信号以及所述电机的目标转速值计算生成脉冲宽度信号，所述运算控制部还生成三角载波信号，并根据所述三角载波信号和所述脉冲宽度信号生成pwm控制信号到所述逆变器，以驱动所述电机运行。
优选的，所述电机运算控制部包括：
位置/速度估计模块，用于对电机的转子位置进行估计以获得电机的转子角度估计值和电机速度估计值；
q轴给定电流值计算模块，用于根据电机目标转速值、电机速度估计值计算q轴给定电流值；
d轴给定电流值计算模块，用于根据逆变器的最大输出电压和逆变器的输出电压幅值计算d轴给定电流值；
电流控制模块，用于根据所述q轴给定电流值、所述d轴给定电流值、所述电机速度估计值、所述直流母线电压值以及对电机采样的相电流值进行计算生成所述脉冲宽度信号，并根据所述三角载波信号和所述脉冲宽度信号生成所述pwm控制信号到所述逆变器，以驱动所述电机运行。
优选的，所述d轴给定电流值计算模块包括：
弱磁控制器，用于对所述逆变器的最大输出电压与所述逆变器的输出电压幅值进行计算以获得d轴给定电流值初始值；
限幅单元，用于对所述d轴给定电流值初始值进行限幅处理以获得所述d轴给定电流值。
优选的，所述电流控制模块还包括：
q轴电流值和d轴电流值计算模块，用于根据所述相电流值和所述角度估计值进行计算得到所述q轴电流值和所述d轴电流值。
优选的，所述电流控制模块还用于：
获取电机运行的所述相电流值，并调取预存的第一相电流值和第二相电流值分别对应的第一q轴电感、第二q轴电感值以及第一d轴电感、第二d轴电感值，根据所述相电流值以及所述第一相电流值和所述第二相电流值、所述第一q轴电感、所述第二q轴电感值以及所述第一d轴电感、所述第二d轴电感值计算q轴电感和d轴电感值。
优选的，所述pfc运算控制部包括弱磁临界电压计算模块、交流电压参数确定模块、弱磁临界电压值限幅模块、电感电流值计算模块、pfc开关信号占空比计算模块以及开关信号生成模块；其中
所述弱磁临界电压值计算模块，用于根据所述q轴给定电压值、所述d轴给定电压值以及调制系数kmax计算得到电机运行时的所述弱磁临界电压值；
所述交流电压参数确定模块，用于根据交流电压采样部采集的交流输入电压值，进行计算分别得到交流输入电压极性标识信号、交流输入电压有效值、交流输入电压绝对值和过零检测信号；
所述弱磁临界电压值限幅模块，用于对所述弱磁临界电压值进行限幅得到所述直流母线电压给定值；
所述电感电流给定值计算模块，用于根据所述直流母线电压给定值和所述直流母线电压值进行计算得到所述电感电流给定值；
所述电感电流值计算模块，用于根据所述交流输入电流值和交流输入电压极性标示信号计算得到所述电感电流值；
所述pfc开关信号占空比计算模块，用于根据所述电感电流给定值和所述电感电流值计算得到所述pfc开关信号占空比信号；
所述开关信号生成模块，用于根据所述pfc开关信号占空比信号、交流输入电压极性标示信号以及交流电压过零信号计算得到开关信号以控制所述第一开关管或者所述第二开关管开关工作。
为实现上述目的，本发明还提供一种电机控制系统，包括所述的pfc电路。
为实现上述目的，本发明还提供一种变频空调器，包括所述的电机控制系统。
本发明提供的应用于电机控制系统的pfc电路，由包括电抗器、整流部、电流检测部、滤波电路、交流电压采样部、直流电压采样部和运算控制部组成，且整流部由包括两个开关管串联的整流单元和两个开关管串联的开关单元并联而成，以此构成全波整流电路，运算控制部包括pfc运算控制部，通过获取电机运行的直流母线电压给定值，并根据交流输入电压值、直流母线电压值、交流输入电流值以及直流母线电压给定值生成pfc开关占空比信号驱动整流部的开关管工作，以对输入的交流电进行功率因素校正。本发明实施例的pfc电路相对现有的pfc电路能有效降低损耗，提高效率、减少共模噪音，以此提高整个电机控制系统的可靠性。
附图说明
图1为本发明pfc电路第一实施例的电路结构示意图；
图2为本发明pfc电路第一实施例的第三开关管和第四开关管根据交流电压的极性变化工作波形示意图；
图3为本发明pfc电路第一实施例的另一电路结构示意图；
图4为第一实施例中电流从l线出发的电抗器在储能时的电流回路示意图；
图5为第一实施例中电流从l线出发的对电解电容充电的电流回路示意图；
图6为第一实施例中电流从n线出发的电抗器在储能时的电流回路示意图；
图7为第一实施例中电流从n线出发的对电解电容充电的电流回路示意图；
图8为第一实施例中的控制逆变器的pwm信号的正弦波调制波形示意图；
图9为第一实施例中的控制逆变器的pwm信号与等腰三角形载波信号的对应关系示意图；
图10为本发明pfc电路第二实施例的pfc运算控制部51输出pwm信号波形和交流电流波形示意图；
图11为本发明pfc电路第三实施例的电机运算控制部功能模块示意图；
图12为电机的d轴电感和q轴电感随电流的变化曲线图；
图13为本发明pfc电路第四实施例的pfc运算控制部功能模块示意图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
参照图1，图1为本发明第一实施例提供的pfc电路结构示意图，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：
本发明实施例的pfc应用于电机控制系统，包括电抗器l、整流部4、电流检测部3、滤波电路7、交流电压采样部2、直流电压采样部6和运算控制部5；其中
电抗器l和电流检测部3连接交流电源1的输入端，电抗器l、电流检测部3和整流部4串联在交流电源回路中，电流检测部3用于检测交流输入电流值iac，这里电流检测部3可基于串联电阻类型的电流采样电路，再通过与电阻两端连接的差分电路输出，此类采样电路属于现有技术在此不再赘述。
整流部4输出端连接直流母线，滤波电路7通过直流母线与整流部4连接；滤波电路7用于对整流模块输出的直流电进行平滑滤波以输出直流母线电压，图中滤波电路7主要由电解电容ec组成。
交流电压采样部2和直流电压采样部6分别用于采样交流输入电压值uac和直流母线电压值udc，这里直流电压采样部6可基于图中的由第一分压电阻r4和第二分压电阻r5串联构成的简单分压采样电路，交流电压采样部2的电路可以与直流电压采样部6相同，也可以基于现有的其他电压采样电路如变压器结构类型的电压采样电路。
运算控制部5包括pfc运算控制部51，pfc运算控制部51用于获取电机运行的直流母线电压给定值udref，并根据交流输入电压值uac、直流母线电压值udc、交流输入电流值iac以及直流母线电压给定值udref生成pfc开关占空比信号驱动整流部4的开关管工作，以对输入的交流电进行功率因素校正。
具体的，整流部4包括第一整流单元41和第二开关单元42，第一整流单元41包括串联的自带续流二极管的第三开关管s9和第四开关管s10，第二开关单元42包括串联的自带续流二极管的第一开关管s7和第二开关管s8，第一整流单元41和第二开关单元42并联，第一开关管s7、第二开关管s8、第三开关管s9和第四开关管s10的控制端分别连接运算控制部5，第三开关管s9和第四开关管s10的共接点、以及第一开关管s7和第二开关管s8的共接点分别连接交流电源的l线和n线，以此构成交流电源回路。
图中第三开关管s9和第四开关管s10可选型为mos管(metaloxidsemiconductor，金属氧化物半导体)或者igbt管(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极型晶体管)，第一开关管s7和第二开关管s8为mos管，当然也可以是其他类型的功率管如igbt管，第三开关管s9和第四开关管s10串联即第三开关管s9的d极即漏极连接第四开关管s10的s极即源极，且第三开关管s9和第四开关管s10串联后的公共连接点与交流电源的火线即l线连接，第三开关管s9的s极连接第一开关管s7的s极，第四开关管s10的d极连接第二开关管s8的d极，第一开关管s7和第二开关管s8串联即第一开关管s7的d极连接第二开关管s8的s极，且第一开关管s7和第二开关管s8串联的公共连接点与交流电源的火线即n线连接，续流二极管d5的阳极和阴极分别连接第一开关管s7的d极和s极，续流二极管d6集成在第一开关管s7内部，续流二极管d6的阳极和阴极分别连接第二开关管s8的d极和s极，续流二极管d6集成在第二开关管s8内部，续流二极管d7的阳极和阴极分别连接第三开关管s9的d极和s极，续流二极管d8的阳极和阴极分别连接第四开关管s10的d极和s极，同理续流二极管d7和d8分别集成在第三开关管s9和第四开关管s10的内部。
上述第三开关管s9和第四开关管s10在pfc电路工作过程中起到整流作用，由于开关管在导通时，其导通压降要比二极管导通时低，如上述第三开关管s9为mos管时，其导通的s极和d极压降在0.1v以下，比普通的硅二极管导通时的0.7v低很多，因此当用开关管提到二极管整流时，能有效降低导通压降，以此降低原来二极管整流时的损耗，提高整个pfc电路的工作效率。
上述第三开关管s9和第四开关管s10在工作时，pfc运算控制部51通过交流电压采样部2采样的交流输入电压值uac可获取到交流输入电压极性标示信号，即交流电电流是从火线即l线出发还是零线即n线出发，然后根据交流输入电压极性标示信号控制第三开关管s9和第四开关管s10的工作，具体为当交流电流从l线出发即交流电处于正半周时控制第三开关管s9导通第四开关管s10关闭，当交流电流从n线出发即交流电处于负半周时控制第三开关管s9关闭第四开关管s10导通，如图2所示的第三开关管s9关闭第四开关管s10根据交流电压uac的交流周期中的极性变化工作波形示意图。以此实现了第三开关管s9和第四开关管s10分别在交流电压处于不同极性时的整流作用，并相对二极管整流电路降低整流损耗，提高效率。
上述的电流检测部3在图1中串联在交流电源的n线侧，也可以串联在交流电压的l线侧，如图3所示，其检测交流输入电流值iac的功能与图1相同。
本实施例所示的pfc电路工作原理如下：由电抗器l、整流部4和电解电容ec组成全波整流滤波电路，如图4所示，在交流电源电流从火线即l线出发期间，pfc运算控制部51控制第三开关管s9导通、第四开关管s10截止，当pfc运算控制部51控制第一开关管s7导通时、第二开关管s8截止时，此时交流电源电流从火线即l线出发经第三开关管s9的d极和s极、第一开关管s7的s极和d极、电抗器l和电流检测部3回到交流电源零线即n线构成回路，实现对电抗器l的储能；当pfc运算控制部51控制第一开关管s7截止时，如图5所示，电抗器l上产生感应电动势，其电动势产生的电流流经电抗器l的电流方向与第一开关管s7截止前保持一致，此时电抗器l的感应电动势产生的电流经第三开关管s9的d极和s极、电解电容ec、第二开关管s8的续流二极管d6、电抗器l和电流检测部3回到交流电源零线即n线构成回路以对电解电容ec进行充电，以此实现了交流电源电流从l线出发方向时的从整流部4输入的交流电压和交流电流的相位校正即功率因素校正。值得说明的是，在第三开关管s9导通时，由于第三开关管s9的s极和d极之间的压降要比其续流二极管d7小，因此电流不会经过续流二极管d7而是经过第三开关管s9的d极和s极。
而在交流电源电流从火线即n线出发期间，pfc运算控制部51控制第三开关管s9截止、第四开关管s10导通，当pfc运算控制部51控制第一开关管s7截止时、第二开关管s8导通时，如图6所示，此时交流电源电流从零线即n线出发经电流检测部3、电抗器l、第二开关管s8的s极和d极、第四开关管s10的d极和s极回到交流电源火线即l线构成回路，实现对电抗器l的储能；当pfc运算控制部51控制第二开关管s8截止时，如图7所示，电抗器l上产生感应电动势，其电动势产生的电流流经电抗器l的电流方向与第二开关管s8截止前保持一致，此时电抗器l的感应电动势产生的电流经第一开关管s7的续流二极管d5、电解电容ec、第四开关管s10的d极和s极回到交流电源火线即l线构成回路以对电解电容ec进行充电，以此实现了交流电源电流从n线出发方向时的从整流部4输入的交流电压和交流电流的相位校正即功率因素校正。值得说明的是，在第四开关管s10导通时，由于第四开关管s10的s极和d极之间的压降要比其续流二极管d8小，因此电流不会经过续流二极管d8而是经过第四开关管s10的d极和s极。
因此，pfc运算控制部51分别通过控制第一开关管s7和第二开关管s8的交替导通和截止，以及第三开关管s9和第四开关管s10跟随交流电极性的导通和截止，实现了全波整流模式下的功率因素校正功能。
进一步的，本发明实施例的pfc电路所引用的电机控制系统，还包括相电流采样部9，相电流采样部9用于检测电机10的相电流信号，并获得对应的相电流值，输入到电机运算控制部5，如图1中的相电流信号iu、iv、iw，电流采样部9可基于三电阻和单电子的电流采样方案实现，属于现有技术，在此不再赘述。
逆变器8输入端连接直流母线，由整流母线为逆变器8提供工作所述的直流电源，逆变器8输出端连接电机10，运算控制部5还包括电机运算控制部52，电机运算控制部52用于根据直流母线电压值udc、电机的相电流信号iu、iv、iw以及电机10的目标转速值ωref计算生成脉冲宽度信号，运算控制部5还生成三角载波信号，并根据三角载波信号和脉冲宽度信号生成pwm控制信号到逆变器8，以驱动电机10运行。
具体的，电机运算控制部52根据采样的电机10的相电流信号iu、iv、iw，同时通过进一步获取直流母线电压值udc以及电机10的目标转速值ωref，经过计算，最后输出六路pwm控制信号到逆变器8，其pwm控制信号在宏观上基于正弦波调制原理，如图8所示，通过等腰三角载波s2利用正弦波电压信号s3进行调制最后得到其中一路的pwm控制信号波形如s1所示，其pwm的周期t一般设置为100us-250us，最后通过逆变器8驱动电机10，由于电机绕组的电感特性，最后在电机10的三个绕组上形成正弦波形如图8中的虚线部分波形s4所示。
由于pwm的频率很高，在电机运算控制部52进行脉宽计算并最后生成pwm控制信号时，其实际基于电压空间矢量脉宽调制原理(svpwm)实现，即通过计算生成的脉冲宽度信号，并通过电机运算控制部52内部的定时器产生连续的三角载波信号，并将上述脉冲宽度信号与三角载波信号进行比较的方式最终输出pwm控制信号，其pwm控制信号共有六路，分别控制逆变器8的s1-s6六个开关管工作，最后逆变器8输出三相驱动信号到电机10实现对电机10的驱动运行。
如图9所示，电机运算控制部52内部的定时器产生的三角载波信号波形示意图如s6所示，其脉冲宽度信号如图中的du1、du2、du3所示，其实际软件生成pwm控制信号波形是将此脉冲宽度信号送入比较寄存器，最后通过定时器基于三角载波s6即可生成其中一路pwm控制信号如s5所示，其中每一个三角载波周期对应其中一个pwm控制信号周期。其中s6为的三角载波信号中每个三角形为等腰三角形，其每一个等腰三角形的波峰与在此等腰三角形载波周期内的pwm控制信号的有效脉冲宽度的中间时刻相同，如图中第一个等腰三角形的波峰对应第一个pwm脉冲波形的有效脉冲宽度即图中的a-c时刻的中点b时刻位置。通过不同的脉冲宽度信号最终生成不同的有效脉冲宽度不同的pwm控制信号。其中六路此pwm控制信号加入到逆变器8的六个开关管并控制电机10时最终构成三个空间相互差120°的向量，最终合成随时间变化的电压矢量信号，且此电压矢量信号幅值恒定，按照正弦波相同的频率旋转，使得电机10在此电压矢量信号控制下实现运转。
本发明实施例的应用于电机控制系统的pfc电路，由包括电抗器l、整流部4、电流检测部3、滤波电路7、交流电压采样部2、直流电压采样部6和运算控制部5组成，且整流部4由包括两个开关管串联的整流单元和两个开关管串联的开关单元并联而成，以此构成全波整流电路，运算控制部包括pfc运算控制部51，通过获取电机运行的直流母线电压给定值udref，并根据交流输入电压值uac、直流母线电压值udc、交流输入电流值iac以及直流母线电压给定值udref生成pfc开关占空比信号驱动整流部4的开关管工作，以对输入的交流电进行功率因素校正。本发明实施例的pfc电路相对现有的pfc电路能有效降低损耗，提高效率、减少共模噪音，以此提高整个电机控制系统的可靠性。
进一步的，作为本发明提供的pfc电路的第二实施例，基于本发明的pfc电路的第一实施例，在本实施例中，电流检测部3用于采集通过电抗器的电流值il，且在第一开关管s7或者第二开关管s8开启或者关闭的中间时刻进行电流采样。
如图10所示的pfc运算控制部51输出的pwm信号波形如s7控制第一开关管s7或者第二开关管s8的开关状态进行切换，以控制pfc电路进行功率因素校正时，其电流检测部3对交流电流iac的采集是在一个pwm控制信号周期中的控制第一开关管s7或者第二开关管s8开启的时间段图中的t1时间段的中间时刻如图中的t1时刻进行采样，或者是在关闭的时间段图中的t2时间段的中间时刻如图中的t2时刻进行采样，由于第一开关管s7或者第二开关管s8的开关状态进行切换时，其电抗器l会进行储能和释放的转换，在上述开关管开启期间电抗器l储能，其交流电流iac增大，而在上述开关管关闭期间电抗器l产生的感应电动势对滤波的电解电容放电进行泄放，其交流电流iac减小，其经过电抗器l的交流电流iac跟随开关管的pwm的波形示意图如图中的s8所示，在开关管开启的t1器件其电流增大，而在开关管关闭的t2期间其电流减小，因此选择一个合适的电流采样点比较重要，否则会带来采样误差大的问题，经试验确定，在上述开启或者关闭期间的中间时刻采样得到的电流可比较准确的代表交流电流在每个pwm周期的实际电流值，如图中il_sample为实际采样得到的电流值，其大小接近于iac在整个开关管的pwm控制信号器件变化的平均值，以此作为通过电抗器l的电流值il，因此保证了采样电流值的准确性，因而保证fc运算控制部51控制开关管工作准确，是的提供功率因素校正的准确度。
进一步的，作为本发明提供的pfc电路的第三实施例，基于本发明的pfc电路的第一实施例，如图11所示，本实施例的电机控制系统的电机运算控制部52还包括：
位置/速度估计模块521，用于对电机的转子位置进行估计以获得电机10的转子角度估计值θest和电机速度估计值ωest；
q轴给定电流值iqref计算模块522，用于根据电机目标转速值ωref、电机速度估计值ωest计算q轴给定电流值iqref；
d轴给定电流值idref计算模块523，用于根据逆变器的最大输出电压vmax和逆变器的输出电压幅值v1计算d轴给定电流值idref；
电流控制模块524，用于根据q轴给定电流值iqref、d轴给定电流值idref、电机速度估计值ωest、直流母线电压值udc以及对电机10采样的相电流值iu、iv、iw进行计算得到脉冲宽度信号，并根据上述三角载波信号和脉冲宽度信号生成pwm控制信号到逆变器8，以驱动所述电机10运行
具体的，本发明实施例中的电机10可为无位置传感器的电机，位置/速度估计模块521确定电机10的转子角度估计值θest和电机速度估计值ωest时，可通过磁链观测法实现上述功能，具体而言，首先可根据两相静止坐标系上的电压vα、vβ和电流iα、iβ计算压缩机电机在两相静止坐标系α和β轴方向上有效磁通的估计值，具体根据以下公式(1)计算如下：
其中，
然后，根据下述公式(2)计算压缩机电机的转子角度估计值θest和电机实际转速值值ωest：
其中，kp_pll和ki_pll分别为比例积分参数，θerr为偏差角度估计值，ωf为速度低通滤波器的带宽。
具体的，q轴给定电流值计算模块522包括叠加单元和pi调节器。其中，叠加单元用于电机目标转速值ωref与电机速度估计值ωest之差进行计算，pi调节器用于根据上述叠加单元输出的电机目标转速值ωref与电机速度估计值ωest之差进行pi调节以输出q轴给定电流值iqref。
具体的，d轴给定电流值计算模块523包括弱磁控制器和限幅单元，其中，弱磁控制器用于对逆变器8的最大输出电压vmax与逆变器8的输出电压幅值v1进行计算以获得d轴给定电流值初始值id0，限幅单元用于对d轴给定电流值初始值id0进行限幅处理以获得d轴给定电流值idref。
在本发明的实施例中，弱磁控制器可根据以下公式(3)计算d轴给定电流值初始值id0：
其中，id0为d轴给定电流值初始值，ki为积分控制系数，
在本发明的实施例中，限幅单元根据以下公式(4)获得d轴给定电流值：
其中，idref为d轴给定电流值，idemag为电机退磁电流限制值。
具体的，电流控制模块524的具体计算如下：
根据对电机10采样获得u、v、w三相电流值iu、iv、iw，并通过三相静止-两相静止坐标转换单元进行clark变换，基于下述公式(5)，得到电机在两相静止坐标系α和β轴方向上的电流iα和iβ
iα＝iu
再根据转子角度估计值θest通过了通过两相静止-两相旋转坐标转换单元进行park变换，通过下述公式(6)计算得到两相旋转坐标系下的d轴和q轴的实际电流值iq、id。
id＝iαcosθest+iβsinθest
iq＝-iαsinθest+iβcosθest(6)
上述通过公式(5)和公式(6)实现了电流控制模块524中q轴电流值和d轴电流值计算单元对d轴和q轴的实际电流值iq、id的计算。
进一步的，电流控制模块524可根据以下公式(7)计算q轴给定电压值和d轴给定电压值：
其中，vq为q轴给定电压值，vd为d轴给定电压值，iqref为q轴给定电流值、idref为d轴给定电流值，iq为q轴电流，id为d轴电流，kpd和kid分别为d轴电流控制比例增益与积分增益，kpq和kiq分别为q轴电流控制比例增益与积分增益，ω为电机转速，ke为电机10反电势系数，ld和lq分别为d轴和q轴电感，这两个参数可由电机生产厂家提供，具体可根据电机生产厂家提供的电机d轴和q轴随电流的变化曲线图中取其中的额定值，
进一步的，为了进一步准确的获取d轴电感ld和q轴电感lq，其电流控制模块524还用于：获取电机运行的相电流值，并调取预存的第一相电流值和第二相电流值分别对应的第一q轴电感、第二q轴电感值以及第一d轴电感、第二d轴电感值，根据相电流值以及第一相电流值和第二相电流值、第一q轴电感、第二q轴电感值以及第一d轴电感、第二d轴电感值计算q轴电感和d轴电感值。具体的，通过获取电流采样部9采集的电机10的相电流信号iu、iv、iw，其中这三个相电流大小相同，只需采用其中一个即可。电机生产厂家提供的电机d轴和q轴随电流的变化曲线图如图12所示，其中i为电机的绕组电流即相电流值，此时可通过上述曲线图预存第一相电流值i1和第二相电流值i2分别对应的第一q轴电感值lq1、第二q轴电感值lq2以及第一d轴电感值ld1、第二d轴电感值ld2，而当前检测到的相电流i对应的d轴电感值ld和q轴电感值lq可根据以下的差值计算公式计算得到：
ld＝ld1+(ld2-ld1)*(i-i1)/(i2-i1)
lq＝lq1+(lq2-lq1)*(i-i1)/(i2-i1)
通过上述公式能相对准确的确定当前电机10的相电流对应的d轴电感ld和q轴电感lq值。
在获取到q轴给定电压值vq和d轴给定电压值vd后，可根据电机转子角度估计值θest对vq和vd通过两相旋转-两相静止坐标转换单元进行park逆变换，得到固定坐标系上的电压值vα和vβ，具体变换公式(8)如下：
其中，θ为电机10转子角度，在此可取上述的转子角度估计值θest。
进一步地，可根据固定坐标系上的电压值vα和vβ通过两相静止-三相静止坐标转换单元进行clark逆变换，得到三相电压vu、vv和vw，具体变换公式(9)如下：
vu＝vα
然后占空比计算单元可根据直流母线电压udc和三相电压vu、vv和vw进行占空比计算，得到占空比控制信号，即三相占空比du、dv和dw，具体计算公式(10)如下：
du＝(vu+0.5vdc)/vdc
dv＝(vv+0.5vdc)/vdc
dw＝(vw+0.5vdc)/vdc(10)
其中，udc为直流母线电压。
这里的三相占空比信号即包含了三路脉冲宽度信号，如图8中其中一相占空比du在不同时刻对应的du1、du2、du3占空比信号，最后再通过运算控制部内部的定时器产生的三角载波信号生成对应的三路pwm控制信号到逆变器8的上桥臂三路开关管，而下桥臂的三路控制信号与与之对应互补的三路pwm控制信号，因此这里的三相占空比信号实际包含了六路pwm控制信号，最后根据三相占空比du、dv、dw对应的六路pwm控制信号对逆变器4的六路开关管进行控制，以实现对电机10的驱动运行。
进一步的，作为本发明提供的pfc电路的第四实施例，基于本发明的pfc电路的第三实施例，如图13所示，在本实施例中，pfc运算控制部51包括弱磁临界电压us计算模块511、交流电压参数确定模块512、弱磁临界电压值us限幅模块513、电感电流值il计算模块516、pfc开关信号占空比计算模块515以及开关信号生成模块517；
弱磁临界电压值us计算模块511，用于q轴给定电压值vq、d轴给定电压值vd以及调制系数kmax计算得到电机运行时的所述弱磁临界电压值us。
交流电压参数确定模块512，用于根据交流电压采样部2采集的交流输入电压值uac，进行计算分别得到交流输入电压极性标识信号、交流输入电压有效值urms、交流输入电压绝对值|uac|和过零检测信号，由于交流输入电压值uac为正弦波变化的电压值，因此通过在一个正弦波周期内分析和计算其实时电压值不难得到上述参数值。
弱磁临界电压值us限幅模块513，用于对弱磁临界电压值us进行限幅得到直流母线电压给定值udref。
电感电流给定值ilref计算模块514，用于根据直流母线电压给定值udref和直流母线电压值udc进行计算得到电感电流给定值ilref；
电感电流值il计算模块516，用于根据交流输入电流值iac和交流输入电压极性标识信号计算得到电感电流值il；
pfc开关信号占空比计算模块515，用于根据电感电流给定值ilref和电感电流值il计算得到pfc开关信号占空比信号；
开关信号生成模块517，用于根据pfc开关信号占空比信号、交流输入电压极性标识信号以及交流电压过零信号计算得到开关信号以控制第一开关管s7或者第二开关管s8开关工作。
具体的，弱磁临界电压值us限幅模块513基于下列公式(11)进行计算：
其中vd为d轴给定电压值，vq为q轴给定电压值，这两个参数在上述第三实施例中的电机运算控制部52的电流控制模块524基于公式(7)计算得到，kmax为调制系数，即逆变器最大输出电压与母线电压之比。若考虑线性调制的情况，则
进一步的，弱磁临界电压值us限幅模块513将弱磁临界电压值us经过限幅[udc_min,udc_max]后得到直流母线电压的指令值udref，其中,udc_min根据输入电压确定，通常取udc_min＝uac_max+u0,uac_max为交流电压的最大值，u0为常量，推荐取5v-10v。udc_max根据系统耐压并保留一定余量确定，udc_max＝urate-u1,urate为器件耐压值，本实施例中所使用ipm模块耐压可取为500v,即urate＝500v，u1为保留耐压余量，推荐50v-100v，本实施例中u1可取为100v。
进一步的，电感电流给定值ilref计算模块514计算得到电感电流给定值ilref时，先将直流母线电压给定值udref和直流母线电压值udc做差，并进行pi控制，乘以电源电压的绝对值|uac|，再乘以电源电压有效值平方的倒数1/u2rms，获得电感电流的指令值ilref。
进一步的，电感电流值il计算模块516计算电感电流值il时，通过交流输入电流值iac和交流输入电压极性标识信号计算得到电感电流值il，这里交流输入电流值iac为有方向的电流值，而在实际参与计算时不需要用到方向参数，因此需要引入交流输入电压极性标识信号，即在交流输入电压在负半轴时只取其中的交流电流的大小值，去掉方向参数，正半轴可接直接取交流电流值从而最终得到通过电抗器l的电感电流值il，其电流波形最终如第实施例中的图9的s8波形所示。
进一步的，pfc开关信号占空比计算模块515计算得到pfc开关信号占空比信号时，根据电感电流给定值ilref和电感电流的实际值il做差，并进行pi控制获得pfc开关信号占空比d。
进一步的，开关信号生成模块517最后根据pfc开关信号占空比信号d交流输入电压极性标识信号以及交流电压过零信号最终确定输出给第一开关管s7或者第二开关管s8开关工作的pwm控制信号，以控制pfc电路工作。
本实施例的pfc运算控制部51在计算生成控制开关管工作的开关信号过程中，由于引入了电机运算控制部51在计算生成控制逆变器的pwm控制信号以最终取得电机10运行的相关参数如q轴给定电压值vq和d轴给定电压值vd以得到弱磁控制的参数值，因此其运输控制过程引入了电机10控制过程中的实时参数，使得pfc电路的控制能实时的监控电机10的负载情况而变化，因此控制更加的准确。
本发明还提供一种电机控制系统，其电机控制系统可用于驱动永磁同步电机运行，可应用在空调器或者洗衣机等采样永磁同步电机工作的家电设备上，本发明的电机控制系统包括上述本发明实施例的pfc电路，能有效提高整个电机控制系统的可靠性。
本发明还提供一种变频空调器，变频空调器包括室内机部分和室外机部分，其中室外机控制器和/或者室内机控制器可包括本发明实施例所述的电机控制系统，以控制室内风机或者室外风机或者室外压缩机运行，能有效提升整个变频空调器的可靠性。
在本说明书的描述中，参考术语“第一实施例”、“第二实施例”、“示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体方法、装置或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、方法、装置或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
以上仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。