提高MST驱动器传输效率的方法及用于其的驱动器装置与流程

本发明涉及驱动mst线圈的mst驱动器电子装置，特别是涉及限制流经mst线圈的电流大小的技术。

背景技术

在移动电话中，构成利用mst(magneticstripetransmission，磁条传输)传递信息的tx(transmitter，发射器)的开关的连接形状，具有桥连结构的形态。通过调节所述开关的开启/关闭，调节流经mst线圈的线圈电流的方向及持续时间。

图1是根据以往技术显示流经mst线圈的线圈电流与rx装置接收的感知电压的关系的时序图。

在图1的(a)、(b)中，图表511、512的纵轴代表相应图表显示的物理量大小，横轴代表时间。图1的(a)所示的图表511显示通过电感器，即通过所述mst线圈流动的线圈电流，图1的(b)所示的图表512显示根据mst接收器的检测头检测的信号而从所述检测头输出的电压。

根据以往的方式，如图1的(a)所示，通过mst线圈流动的线圈电流由上升区域(rt,risetime)、下降区域(ft,fallingtime)及常数区域(dc成分，dct)构成。

在rx(receiver，接收器)中，如图1的(b)所示，检测去除了所述dc成分的波形并判读信息。所述线圈电流具有常数值的区域(dct)实质上无法对rx的检测值产生有益影响。图1的(b)所示的图表512的大小会与图1的(a)所示图表511大小的时间上的微分值成比例。因此，需要通过所述mst线圈流动的线圈电流的大小变化急剧的时间区间，在所述变化急剧的时间区间之间，需要没有所述线圈电流大小变化或变化缓慢。

图2显示了以往技术的包括mst线圈及mst线圈驱动器的电路。

图3显示了图2所示电路各节点的电压及线圈电流相关值的时序图。图3的横轴为时间轴。

图3的(a)显示了输入于作为所述mst线圈驱动器输入节点的节点ain、bin的电压，在图3的(a)的图表中，提示出与逻辑高电平及逻辑低电平对应的数字电压值。

图3的(b)显示了从作为所述mst线圈驱动器输入节点的节点aout、bout输出的电压，在图3的(b)的图表中，提示出模拟电压值。

在图3的(c)中，图示了关于通过图2的mst线圈(l1)流动的线圈电流(icoil)的电流大小。图3的图表是根据mosfet(场效应晶体管)m1、m2、m3及m4的开启/关闭状态而提示的。在图3中，当mosfet(场效应晶体管)m1、m4为开启状态时，mosfet(场效应晶体管)m2、m3为关闭状态，当mosfet(场效应晶体管)m1、m4为关闭状态时，mosfet(场效应晶体管)m2、m3为开启状态。在图3中记载为forward(向前)的区间，mosfet(场效应晶体管)m1、m4为开启状态，mosfet(场效应晶体管)m2、m3为关闭状态。而且，在图3中记载为reverse(倒转)的区间，mosfet(场效应晶体管)m1、m4为关闭状态，mosfet(场效应晶体管)m2、m3为开启状态。

在图3中记载为“forward(向前)”的时间区间的线圈电流流动，沿着vm→m1→l1→m4的路径进行，在记载为“reverse(倒转)”的时间区间的线圈电流流动沿着vm→m3→l1→m2的路径进行。

根据图3的电路结构，在所述forward(向前)时间区间及reverse(倒转)时间区间中，作为在具有线圈电流(icoil)稳定化的值的正常状态区间的线圈电流(icoil)值，ipk的大小根据线圈(l1)的阻抗及mosfet(场效应晶体管)m1、m2、m3、m4的阻抗及电池电压(vm)决定。此时，电池电压(vm)越大，ipk的值则越大。因此，存在电池电压越大，则耗电越大的问题。但是，电池电压(vm)会随着电池的状态而稍微变化。如此变化的电池电压虽然可以感知，但存在无法调节电池电压本身的问题。

作为相关技术的专利，有三星智付申请的专利kr20160075653(公开号)。

技术实现要素：

(要解决的技术问题)

本发明为了解决所述问题，旨在提供一种通过调节mosfet(场效应晶体管)阻抗来限制流经mst线圈的电流大小的方法。

(解决问题的手段)

本发明旨在整体减小通过mst线圈(l1)流动的线圈电流(icoil)的大小，从而减小mst线圈(l1)消耗的整体耗电量。

为此，本发明可以利用的方法是，减小在除所述线圈电流(icoil)变化率应增大的时间区间之外的时间区间(以下简称为稳定-区间)的线圈电流(icoil)大小，同时使所述稳定-区间中的所述线圈电流(icoil)的变化量实现最小化。

本发明一种观点的线圈电流驱动芯片3可以包括：感知部(rext、m1s)，其生成与流经线圈(l1)的线圈电流(icoil)实质上成比例的感知电压(vcs)；比较部410，当所述感知电压大于预先决定的比较基准电压(vref)时，其输出与第一逻辑值相应的第一值，否则，输出与第二逻辑值相应的第二值；及控制部420，其在所述比较部的输出值为所述第一值的情况下，使向所述线圈提供所述线圈电流的第一开关(m1)转换为关闭状态，在所述比较部的输出值为所述第二值的情况下，使所述第一开关转换为开启状态。

此时，所述第一逻辑值可以为“1”，所述第二逻辑值可以为“0”。

此时，其特征可以在于，还包括：第四开关(m4)，其一个端子连接于所述线圈的另一端子；及感知阻抗(rext)，其连接于所述第四开关的另一端子；所述第一开关的一个端子连接于所述线圈的一个端子，所述感知部包括所述感知阻抗，所述感知电压是与所述感知阻抗的两端的电压成比例的值。

或者，其特征可以在于，还包括：第四开关，其一个端子连接于所述线圈的另一端子；电流反射镜开关，其生成与通过所述第一开关流动的所述线圈电流成比例的复制电流；及感知阻抗，其连接于所述电流反射镜开关的一个端子；所述第一开关的一个端子连接于所述线圈的一个端子，所述感知部包括所述感知阻抗，所述感知电压是与所述感知阻抗的两端的电压成比例的值。

此时，所述比较部可以包括：第一输入端子，其接受输入所述感知电压；第二输入端子，其接受输入所述比较基准电压；输出端子(c1)，其根据所述感知电压大于或小于所述比较基准电压，提供与互不相同的逻辑值对应的输出电压。

此时，所述比较基准电压可以借助于所述控制部而随着时间变更。

此时，所述比较基准电压可以为被所述控制部控制的dac(数模转换器)430的输出电压。

此时，可以使得还包括具有pwm波形的第一控制电压(ain)的输入端子，所述第一开关的一个端子连接于所述线圈的一个端子，所述控制部生成使所述第一控制电压延迟并复制的第一复制控制电压(int_a)，在所述第一复制控制电压具有与所述第一逻辑值('1')对应的值的时间区间(a')的至少一部分(b、c、d)期间，使所述比较基准电压下降后上升，而且，在所述第一复制控制电压具有与所述第一逻辑值对应的值的时间区间的至少一部分期间，根据所述比较部的输出值，使所述第一开关的开启/关闭状态转换。

此时，可以使得还包括与所述pwm波形具有互补波形的第二控制电压(bin)的输入端子，所述控制部还生成使所述第二控制电压延迟并复制的第二复制控制电压(int_b)。

根据本发明另一观点，可以提供一种线圈电流驱动芯片，包括：电源提供端子；第一开关，其连接于线圈的一个端子；第四开关，其连接于所述线圈的另一端子；感知部，其生成与流经线圈的线圈电流实质上成比例的感知电压；比较部，其使得当所述感知电压大于预先决定的比较基准电压时，输出与第一逻辑值相应的第一值，否则，输出与第二逻辑值相应的第二值；及控制部，其控制所述第一开关的开启/关闭状态及所述第四开关的开启/关闭状态，控制通过所述线圈流动的电流的大小。

(发明的效果)

根据本发明，可以利用mosfet(场效应晶体管)的阻抗，限制流经mst线圈的电流大小。

附图说明

图1是根据以往技术显示流经mst线圈的线圈电流与rx装置接收的感知电压的关系的时序图。

图2显示了以往技术的包括mst线圈及mst线圈驱动器的电路。

图3显示了图2所示电路各节点的电压及线圈电流相关值的时序图。

图4显示了本发明一个实施例的mst驱动器的电路结构。

图5显示了图4所示电路各节点的电压及线圈电流相关值的时序图。

图6显示了本发明另一实施例的mst驱动器的电路结构。

图7显示了图6所示电路各节点的电压及线圈电流相关值的时序图。

图8显示了本发明又一实施例的mst驱动器的电路结构。

图9是显示了图8所示电路各节点的电压及线圈电流相关值的时序图。

具体实施方式

下面参考附图，说明本发明的实施例。但是，本发明不限定于本说明书中说明的实施例，可以以多种其他形态体现。本说明书中使用的术语用于帮助实施例的理解，并非要限定本发明的范围。另外，只要在语句中未明确表示与之相反意义，以下使用的单数形态也包括复数形态。

图4显示了本发明一个实施例的mst驱动器1的电路结构。

mst驱动器1可以包括控制部420、由4个mosfet(场效应晶体管)(m1、m2、m3、m4)构成的桥连部415及比较器410，其中，所述控制部420包括接受输入控制电压(ain、bin)的端子、接受输入数字逻辑电源(vcc)的端子、接受输入桥连电源(vm)的端子及接受输入基准电位(vss)的端子、线圈电流感知端子(cs)、线圈电流输入输出端子(aout、bout)、电荷泵(chargepump)及栅极驱动部(gatedriver)以及控制块(controlblock)。

在线圈电流感知端子(cs)(＝感知节点)与基准电位之间，可以连接有感知阻抗(rext)。在线圈电流输入输出端子(aout)与线圈电流输入输出端子(bout)之间，可以连接有mst线圈(l1)。

根据图4所示的结构可以理解：使得通过mosfet(场效应晶体管)m1、m2、m3、或m4流动的线圈电流(icoil)，通过感知阻抗(rext)进行流动。此时，借助于通过感知阻抗(rext)进行流动的线圈电流(icoil)，在感知节点(cs)发生节点电压vcs。节点电压(vcs)可以借助于所述比较器410而与预先提供的基准电压(vref)比较。

如果通过感知阻抗(rext)进行流动的线圈电流(icoil)超过预先决定的临界值，则在比较器410的输出节点(c1)输出逻辑高电平值，否则，可以输出逻辑低电平值。线圈电流(icoil)超过所述预先决定的临界值的情形，会在电池电压(vm)高于预先决定的电压临界值的情况下发生。

如果在输出节点(c1)输出逻辑高电平值，则控制部420可以控制mosfet(场效应晶体管)m1～m4的动作，降低通过mst线圈(l1)流动的线圈电流(icoil)的值。其具体方法在下面说明。

用于降低通过mst线圈(l1)流动的线圈电流(icoil)的值的具体方法可以包括如下步骤。

在步骤s10中，控制部420可以监视输出节点(c1)是否输出逻辑高电平值。即，可以监视通过mst线圈(l1)流动的线圈电流是否大于预先设置的第一电流值。输入比较器410的比较基准电位vref可以设计为，在所述线圈电流高于所述第一电流值的瞬间，所述输出节点(c1)从逻辑低电平值转换成逻辑高电平值。

在步骤s20中，如果在输出节点(c1)输出逻辑高电平值，则控制部420可以控制桥连电路，使得线圈电流(icoil)不通过mst线圈(l1)流动。即，可以控制使得所述桥连电路的mosfet(场效应晶体管)中的使线圈电流(icoil)通过的mosfet(场效应晶体管)成为关闭状态。

为此，可以向所述mosfet(场效应晶体管)的栅极提供使pwm信号与所述输出节点(c1)的值进行逻辑and组合的结果值，其中，所述pwm信号是控制使线圈电流(icoil)通过的mosfet(场效应晶体管)的开启/关闭的信号。根据pwm信号来控制图2及图4所示的桥连形态的驱动电路中包括的开关，这是已经众所周知的事实。

这样一来，线圈电流(icoil)不立即灭失，而是具有既定时间常数地自然衰减。随着线圈电流(icoil)的减小，感知节点(cs)的感知电压(vcs)也减小。于是，比较器410的输出节点(c1)的电压可以重新变更为逻辑低电平。

在步骤s30中，控制部420可以监视输出节点(c1)是否输出逻辑低电平值。即，可以监视通过mst线圈(l1)流动的线圈电流是否小于所述预先设置的第一电流值。输入比较器410的比较基准电位vref可以设计为，在所述线圈电流低于所述第一电流值的瞬间，所述输出节点(c1)从逻辑高电平值转换成逻辑低电平值。

在步骤s40中，如果输出节点(c1)输出逻辑低电平值，则控制部420可以控制桥连电路，使得线圈电流(icoil)通过mst线圈(l1)流动。即，可以控制使得所述桥连电路的mosfet(场效应晶体管)中使线圈电流(icoil)通过的所有mosfet(场效应晶体管)成为开启状态。

为此，可以向所述mosfet(场效应晶体管)的栅极提供使pwm信号与所述输出节点(c1)的值进行逻辑and组合的结果值，其中，所述pwm信号是控制使线圈电流(icoil)通过的mosfet(场效应晶体管)的开启/关闭的信号。

这样一来，线圈电流(icoil)可以具有既定时间常数地重新增加，如果线圈电流(icoil)增加，则感知节点(cs)的电压重新增加。于是，比较器410的输出节点(c1)的电压重新变更为逻辑高电平，此时，控制部420可以重新中断向mst线圈(l1)的电流供应。

具有图4构成的mst驱动器1可以反复进行步骤s10～s40，其结果，即使具有桥连电源(vm)的较高值，所述线圈电流(icoil)也以所述第一电流值为中心细微地反复上升及下降。即，如果利用图4所示的mst驱动器1，则可以控制使得所述线圈电流(icoil)实质上具有预先设置的所述第一电流值。

mst驱动器1可以进行控制，使得在第一时间点，线圈电流(icoil)的方向从第一方向(例：朝向aout→bout的方向)变更为第二方向(例：朝向bout→aout的方向)或从所述第二方向变更为所述第一方向。

然后，mst驱动器1可以在晚于所述第一时间点的第二时间点，重新变更所述线圈电流(icoil)的方向。

在所述第一时间点与所述第二时间点之间，正如所述步骤s10～s40中所作的说明，控制部420可以相互比较感知节点(cs)的感知电压(vcs)与所述基准电压(vref)，迅速转换mosfet(场效应晶体管)m1～m4中至少一个的开启关闭状态。

例如，从转换使得线圈电流(icoil)从所述第二方向向所述第一方向流动的所述第一时间点起，直至转换使得所述线圈电流(icoil)重新向所述第二方向流动的第二时间点，可以控制使得mosfet(场效应晶体管)m1及m4中一者以上反复切换开启状态与关闭状态，控制使得mosfet(场效应晶体管)m2及m3中至少某一者始终具有关闭状态。

根据截止现在所说明的本发明的一个实施例，可以使所述线圈电流(icoil)实质上成为预先设置的第一电流值。但是，如果桥连电源(vm)变为过低的值，则会发生所述线圈电流(icoil)只能具有低于所述第一电流值的值的情形。尽管如此，根据本发明，即使在桥连电源(vm)变化为过大值的情况下，也具有可以使所述线圈电流(icoil)实质上不大于预先设置的第一电流值的优点。

根据截止现在所说明的本发明的一个实施例，可以控制使得所述线圈电流(icoil)实质上成为预先设置的第一电流值，或至少实质上不大于所述第一电流值。与此相比，根据以往技术，所述线圈电流(icoil)会具有随着桥连电源(vm)的大小而变动的第二电流值(t)。

针对所述第二电流值(t)大于所述第一电流值的情形，以下将所述第二电流值(t)与所述第一电流值的差异值称为“线圈电流的减少量(δi(t))”。

所述线圈电流的减少量(δi(t))会因输入比较器410的基准电压(vref)的值及/或感知阻抗(rext)的值而变更。

换句话说，根据图4所示的本发明一个实施例，受控制并流动的所述线圈电流的值可以根据输入比较器410的基准电压(vref)的值及/或感知阻抗(rext)的值而决定。在图4所示的实施例中，基准电压(vref)的值及感知阻抗(rext)的值固定为预先设计的值，因而所述线圈电流保持预先设置的既定值。

图5显示了图4所示电路的各节点的电压及电流相关值的时序图。图5可以按与图3相同方式理解。

在图5的(c)中，实线代表未采纳图4的感知阻抗及比较器的构成时的作为线圈电流值的第二电流值，虚线代表采纳图4的感知阻抗及比较器的构成时的作为线圈电流值的第一电流值。与所述第二电流值的绝对值相比，所述第一电流值的绝对值更小。而且，所述第二电流值与所述第一电流值间的差异值可以表示为“线圈电流的减少量(δi(t))”。即使电池电压发生变动，所述第一电流值也可以保持特定值，但如果电池电压发生变动，则所述第二电流值会不同。

在图5所示的forward(向前)区间开始的第一时间点，mosfet(场效应晶体管)(m1、m4)可以具有开启状态。在所述开始的第一时间点之后的forward(向前)区间，mosfet(场效应晶体管)(m1、m4)中至少一者可以反复切换开启状态与关闭状态。在所述forward(向前)的区间，mosfet(场效应晶体管)(m2、m3)可以始终为关闭状态。

而且，在图5所示的reverse(倒转)区间开始的第二时间点，mosfet(场效应晶体管)(m2、m3)可以具有开启状态。在所述开始的第二时间点之后的reverse(倒转)区间，mosfet(场效应晶体管)(m2、m3)中至少一者可以反复切换开启状态与关闭状态。在所述reverse(倒转)的区间，mosfet(场效应晶体管)(m1、m4)可以始终为关闭状态。

在图4及图5中，记载为“forward(向前)”的时间区间中的电流流动沿着vm→m1→l1→m4→rext的路径进行，记载为“reverse(倒转)”的时间区间中的电流流动沿着vm→m3→l1→m2→rext的路径进行。

在图4的电路中，在图2所示的原有结构中，在下侧nmos(n型金属氧化物半导体)(m2、m4)的源极中添加作为电流感知阻抗的感知阻抗(rext)，从而可以感知流经mst线圈的电流。可以利用比较器410，比较感知阻抗(rext)的一端部的电压(vcs)与基准电压(vref)。

当电压(vcs)>基准电压(vref)时，使上侧nmos(n型金属氧化物半导体)(m1、m3)或下侧nmos(n型金属氧化物半导体)(m2、m4)关闭，限制流经mst线圈(l1)的电流，从而可以防止图3所示的ipk值不超过预先设计的值。

图6显示了本发明另一实施例的mst驱动器2的电路结构。

图7显示了图6所示电路的各节点的电压及电流相关值的时序图。图7可以按与图5相同方式理解。

即，在图7的(c)中，实线代表未采纳图6所示本发明另一实施例的构成时的作为线圈电流的第二电流值，虚线代表采纳图6所示本发明另一实施例的构成时的作为线圈电流的第一电流值。所述第一电流值小于所述第二电流值。而且，所述第一值与所述第二值的差异值表示为“线圈电流的减少量(δi(t))”。即使电池电压发生变动，所述第一电流值也可以保持特定值，但如果电池电压发生变动，则所述第二电流值会不同。

图6的电路是图4的电路变形的形态。

如果将图6的电路与图4的电路比较，则可知图6的电路在图4的电路中添加了nmos(n型金属氧化物半导体)(m1s、m3s)。

此时，nmos(n型金属氧化物半导体)(m1s、m3s)可以起到使与流经上侧nmos(n型金属氧化物半导体)(m1、m3)的电流成比例的电流通过的功能。例如，nmos(n型金属氧化物半导体)(m1s、m3s)起到如同上侧nmos(n型金属氧化物半导体)(m1、m3)的电流反射镜的功能。

而且，在图4中，感知阻抗(rext)连接于下侧nmos(n型金属氧化物半导体)(m2、m4)的源极，对其进行变形，在图6的电路中，感知阻抗(rext)连接于添加的nmos(n型金属氧化物半导体)(m1s)、nmos(n型金属氧化物半导体)(m3s)的源极。

即，比例电流(icoil2)可以从接受分配流经上侧nmos(n型金属氧化物半导体)(m1、m3)的电流的nmos(n型金属氧化物半导体)(m1s、m3s)，向感知阻抗(rext)流动。

因此，从nmos(n型金属氧化物半导体)(m1、m3)向mst线圈(l1)流动的线圈电流(icoil)的值会与流经感知阻抗(rext)的比例电流(icoil2)的值互成比例。

在图6及图7中，记载为“forward(向前)”的时间区间中的电流流动沿着vm→m1→l1→m4的路径进行，记载为“reverse(倒转)”的时间区间中的电流流动沿着vm→m3→l1→m2的路径进行。

当感知节点(cs)的电压(vcs)大于基准电压(vref)时(即，vcs>vref)，使上侧nmos(n型金属氧化物半导体)(m1、m3)或下侧nmos(n型金属氧化物半导体)(m2、m4)关闭，限制流经mst线圈(l1)的电流(icoil)，从而可以减小图3所示的ipk的值。

即，当电压(vcs)大于基准电压(vref)时，在比较器410的输出节点(c1)输出逻辑高电平值，否则，可以输出逻辑低电平值。

而且，如果输出节点(c1)输出逻辑高电平值，则控制部420可以控制桥连电路，使得线圈电流不通过mst线圈(l1)流动。具体而言，可以控制构成所述桥连电路的上侧nmos(n型金属氧化物半导体)(m1、m3)或下侧nmos(n型金属氧化物半导体)(m2、m4)的动作。这样一来，线圈电流(icoil)及比例电流(icoil2)自然衰减，因此，感知节点(cs)的电压减小。于是，比较器410的输出节点(c1)的电压重新变更为逻辑低电平，此时，控制部420可以使线圈电流重新流经mst线圈(l1)。于是，线圈电流(icoil)会增加，如果线圈电流(icoil)增加，则与线圈电流(icoil)成比例，比例电流(icoil2)也增加，感知节点(cs)的电压重新增加。于是，比较器410的输出节点(c1)的电压重新变更为逻辑高电平，此时，控制部420可以重新中断向mst线圈(l1)的电流供应。这样一来，结果，线圈电流(icoil)的值可以实质上保持预先决定的第一电流值。

图8显示了本发明又一实施例的mst驱动器3的电路结构。

图8所示的电路是从图4所示电路变形的实施例。如果只说明相对于图4电路的差异，则就图8的电路而言，输入比较器410的基准电压(vref)可以借助于dac(数模转换器)430而可变地调节。为此，dac(数模转换器)430可以借助于另外的第二控制部(图上未示出)而控制或借助于控制部420而控制。

图9显示了图8所示电路的各节点的电压及电流相关值的时序图。图9的横轴代表时间。

在图9(a)的控制电压ain或bin相关图表中，提示了与逻辑高电平及逻辑低电平对应的数字信号值。图9的(a)只显示了控制电压ain及bin中某一者。控制电压ain与bin可以具有相互互补关系。控制电压ain可以为具有pwm波形的信号。

在图9的(b)中，显示了复制控制电压int_a或复制控制电压int_b。所述复制控制电压int_a或复制控制电压int_b是对所述控制电压ain或控制电压bin进行延时并复制的。例如，在图9的(a)中的输入信号(ain/bin)中，逻辑高电平时间区间(a)期间的信号复制成图9的(b)中的时间区间(a')期间的信号。

在本发明的一个实施例中，在nmos(n型金属氧化物半导体)(m1、m4)或nmos(n型金属氧化物半导体)(m2、m3)的栅极中，可以取代所述控制电压而输入所述复制控制电压。

所述复制可以由控制部420执行。由于控制部420无法预先获知图9的(a)所示的信号模式，因而为了所述复制，应观察图9的(a)所示的信号，利用其结果，生成所述复制控制信号。

所述延迟时间可以利用附图标记910确认。延迟时间可以与图9的(a)所示的输入信号(ain/bin)的各逻辑高电平时间区间的长度及各逻辑低电平时间区间的长度中最大值相同或更长。

为了所述复制，在控制部420中可以包括计数器。所述计数器可以计数图9的(a)所示的信号的逻辑高电平时间区间(a)的长度及逻辑低电平时间区间(b)的长度，用作进行所述复制所需的基础资料。

图9的(c)所示的信号显示了因受控制部420控制的dac(数模转换器)430而变化并输出的所述基准电压(vref)的模式的示例。

例如，可以设计为，当复制控制电压int_a或复制控制电压int_b具有逻辑高电平值时，所述基准电压(vref)具有正值，当复制控制电压int_a或复制控制电压int_b具有逻辑低电平值时，所述基准电压(vref)具有负值。

此时，在本发明中，在所述复制控制电压保持特定的逻辑值的第一时间区间91期间，并非所述基准电压(vref)在所述第一时间区间91始终保持既定的第一常数值，可以如图9的(c)所示，使得所述基准电压(vref)只在第一时间区间91的开始时间点之后既定时间区间(a)和第一时间区间的结束时间点之前既定时间区间(e)期间才保持第一最大值191。而且，在所述时间区间(a)与时间区间(e)之间，可以使所述基准电压(vref)值减小(b)后重新上升(d)。此时，在所述时间区间(b)与时间区间(d)之间，也允许将基准电压(vref)保持为具有0以上值的第一最小值的时间区间(c)。此时，所述第一最小值例如可以具有0或大于0的值。

同样地，在本发明中，在复制控制电压保持特定的不同逻辑值的第二时间区间92，并非在所述第二时间区间92始终保持既定的第二常数值，可以如图9的(c)所示，使得在第二时间区间92的开始时间点之后既定时间区间(a2)与第二时间区间的结束时间点之前既定时间区间(e2)期间，保持第二最小值192。而且，可以在所述时间区间(a2)与时间区间(e2)之间，使基准电压(vref)的值增加(b)后重新减小(d2)。此时，也可以在所述时间区间(b2)与时间区间(d2)之间，允许使基准电压(vref)保持为具有0以下值的第二最大值的时间区间(c2)。此时，所述第二最大值可以为0或小于0的值。

图8所示的电路，是为了减小流经mst线圈(l1)的整体电流量，利用dac(数模转换器)430对与感知电压(vcs)比较的基准电压(vref)进行调制(modulation)，使得在方波形态的信号中只剩下前后沿(edge)成分的电路。

当将所述时间区间(b、b2、d、d2)中的线圈电流变化量的绝对值限制在既定水平以下时，可以使得图1的(b)所示的mst接收器的检测头的输出电压具有无效的值。

如上所述，可以利用控制部420包括的计数器，测量图9的(a)所示的输入信号(ain/bin)的逻辑高电平时间区间的长度及逻辑低电平时间区间的长度。而且，计数逻辑高电平时间区间的长度及逻辑低电平时间区间的长度而获得的信息，可以用作进行所述复制所需的基准资料。

当基准电压(vref)如图9的(c)所示给定时，在图8的电路中，通过mst线圈(l1)流动的电流(icoil)如图9的(d)所示形成。从图9的(d)可知电流(icoil)的整体量减小，可以理解其结果可以减小mst信号传输所需的全体电力量。

另一方面，在图9的(d)所示的电流图表中，在第一间隙(s1)部分，电流的量急剧变化，因此，rx装置检测由此发生的磁场变化导致的电动势，可以有效地检测信号。但是，当适宜地温和地控制第二间隙(s2)的值时，所述rx装置实质上会无法检测信号。

在本发明又一实施例中，可以提供线圈电流驱动芯片。

所述线圈电流驱动芯片3可以包括：感知部(rext、m1s)，其生成与流经线圈(l1)的线圈电流(icoil)实质上成比例的感知电压(vcs)；比较部410，当所述感知电压大于预先决定的比较基准电压(vref)时，其输出与第一逻辑值相应的第一值，否则，输出与第二逻辑值相应的第二值；及控制部420，其在所述比较部410的输出值为所述第一值的情况下，使得将向所述线圈提供所述线圈电流的第一开关(m1)转换为关闭状态，在所述比较部410的输出值为所述第二值的情况下，使得将所述第一开关(m1)转换为开启状态。

此时，所述第一逻辑值可以为“1”，所述第二逻辑值可以为“0”。

此时，其特征可以在于，还包括：第四开关(m4)，其一个端子连接于所述线圈的另一端子；及感知阻抗(rext)，其连接于所述第四开关的另一端子或所述第一开关(m1)的另一端子；所述第一开关(m1)的一个端子连接于所述线圈的一个端子，所述感知部(rext、m1s)包括所述感知阻抗，所述感知电压是与所述感知阻抗的两端的电压成比例的值。

或者，其特征可以在于，还包括：第四开关，其一个端子连接于所述线圈的另一端子；电流反射镜开关，其生成与通过所述第一开关(m1)流动的所述线圈电流成比例的复制电流；及感知阻抗，其连接于所述电流反射镜开关的一个端子；所述第一开关(m1)的一个端子连接于所述线圈的一个端子，所述感知部(rext、m1s)包括所述感知阻抗，所述感知电压为与所述感知阻抗的两端的电压成比例的值。

此时，所述比较部410可以包括：第一输入端子，其接受输入所述感知电压；第二输入端子，其接受输入所述比较基准电压(vref)；输出端子(c1)，其根据所述感知电压大于或小于所述比较基准电压(vref)而提供与互不相同的逻辑值对应的输出电压。

此时，所述比较基准电压(vref)可以借助于所述控制部而随着时间变更。

此时，所述比较基准电压(vref)可以为被所述控制部控制的dac(数模转换器)430的输出电压。

此时，可以使得还包括具有pwm波形的第一控制电压(ain)的输入端子，所述第一开关(m1)的一个端子连接于所述线圈的一个端子，所述控制部生成使所述第一控制电压延迟并复制的第一复制控制电压(int_a)，在所述第一复制控制电压具有与所述第一逻辑值('1')对应的值的时间区间(a')的至少一部分(b、c、d)期间，使所述比较基准电压(vref)下降后上升，而且，在所述第一复制控制电压具有与所述第一逻辑值对应的值的时间区间的至少一部分期间，根据所述比较部410的输出值，使所述第一开关(m1)的开启/关闭状态转换。

此时，可以使得还包括与所述pwm波形具有互补波形的第二控制电压(bin)的输入端子，所述控制部还生成使所述第二控制电压延迟并复制的第二复制控制电压(int_b)。

根据本发明的又一实施例，可以提供一种线圈电流驱动芯片，包括：电源提供端子；第一开关，其连接于线圈的一个端子；第四开关，其连接于所述线圈的另一端子；感知部，其生成与流经线圈的线圈电流实质上成比例的感知电压；比较部，其使得当所述感知电压大于预先决定的比较基准电压时，输出与第一逻辑值相应的第一值，否则，输出与第二逻辑值相应的第二值；及控制部，其控制所述第一开关的开启/关闭状态及所述第四开关的开启/关闭状态，控制通过所述线圈流动的电流的大小。所述电源提供端子例如可以为图4、图6或图8所示的电源提供节点vm。所述第一开关及所述第四开关例如分别可以为图4、图6或图8所示的开关m1及开关m4。所述线圈例如可以为图4、图6或图8所示的线圈l1。所述比较部例如可以包括图4所示附图标记410、430、rext的元件，或例如可以包括图6所示附图标记m1s、rext、c1的元件。

此时，所述第一开关的一个端子连接于所述线圈的一个端子，所述第一开关的另一端子连接于所述电源提供端子，所述控制部在所述比较部的输出值为所述第一值的情况下，将所述第一开关及所述第四开关中至少一者转换为关闭状态，在所述比较部的输出值为所述第二值的情况下，将所述第一开关及所述第四开关保持开启状态，从而可以使得所述线圈电流的绝对值保持预先决定的值以下。

利用以上本发明实施例，本发明技术领域的技术人员可以在不超出本发明本质特性的范围内，容易地实施多样的变更及修订。权利要求书各权利要求项的内容，在通过本说明书而可理解的范围内，可以结合于无引用关系的其他权利要求项。