功率变换器的制作方法

本发明涉及电力电子技术领域，更具体地，涉及一种功率变换器。

背景技术

随着社会的不断发展，能源短缺成为人类面临的首要问题。电力电子技术近年来获得了突飞猛进的发展。目前，高增益功率变换器是能源利用中不可或缺的组成部分。

现有技术中通常采用级联的连接方式以实现功率变换器的高增益，但是可能使得输出电压具有较大的纹波，并且需要较大的输出电容。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供了一种功率变换器，以降低输出电压的纹波，减小所需的输出电容，同时，具有较高的增益并具有可调的平滑输出。

本发明实施例提供的功率变换器包括：

第一端和第二端；

n个第一类开关型功率级电路，每个所述第一类开关型功率级电路包括第一储能元件，n大于或等于1；

一个第二类开关型功率级电路；以及

n个第二储能元件，每个所述第二储能元件与对应的所述第一类开关型功率级电路耦接；

其中，第1个所述第一类开关型功率级电路的第一端耦接至所述第一端，每个所述第一类开关型功率级电路的第二端均连接至所述第二端；

所述第二类开关型功率级电路耦接在对应的所述第二储能元件的一端和所述第二端之间。

进一步地，所述第二储能元件和所述第一储能元件的储能参数被设置为使得所述第一类开关型功率级电路达到电感伏秒平衡。

进一步地，当n大于1时，第n个所述第一类开关型功率级电路耦接至第n-1个所述第二储能元件的一端和所述第二端之间，第j个所述第二储能元件与第j个所述第一类开关型功率级电路耦接，n＝2,3…,n，j＝1,2,…,n。

进一步地，所述功率变换器还包括：

n个第一晶体管；

所述第二储能元件通过与所述第二储能元件串联连接的所述第一晶体管耦接至对应的所述第一类开关型功率级电路。

进一步地，每个所述第一类开关型功率级电路还包括第二晶体管，其中，所述第二晶体管连接在对应的所述第一类开关型功率级电路的第一端和所述第一储能元件之间。

进一步地，每个所述第一类开关型功率级电路还包括连接在所述第一储能元件与接地端之间的第三晶体管，以及连接在所述第一储能元件和所述第二端之间的第一磁性元件。

进一步地，所述第二类开关型功率级电路包括连接在对应的所述第二储能元件和接地端之间的第四晶体管和第五晶体管，以及连接在所述第四晶体管与所述第五晶体管的公共连接端和所述第二端之间的第二磁性元件。

进一步地，所述第一端被配置为输入端以接收输入电压，所述第二端被配置为输出端以产生输出电压。

进一步地，所述第二端被配置为输入端以接收输入电压，所述第一端被配置为输出端以产生输出电压。

进一步地，错相控制所述第一类型开关型功率级电路和所述第二类型开关型功率级电路的工作状态。

进一步地，第1个至第n个所述第二晶体管以及所述第四晶体管的占空比相同，每个所述第二晶体管和所述第三晶体管的开关状态互补，所述第四晶体管和所述第五晶体管的状态互补，第j个所述第一晶体管与第j个所述第一类开关型功率级电路的所述第三晶体管的开关状态相同，j＝1,2,3,…,n；

所述功率变换器被配置为通过调节每个所述第二晶体管的占空比以维持所述功率变换器的输出电压稳定。

进一步地，当n大于1时，第1个至第n个所述第二晶体管以及所述第四晶体管的导通时序之间依次具有相同的相位差。

进一步地，所述相位差依次为360°/(n+1)。

进一步地，同相控制所述第一类开关型功率级电路和所述第二类开关型功率级电路的工作状态。

进一步地，第1个至第n个所述第二晶体管以及所述第四晶体管的开关状态相同，第1个至第n个所述第三晶体管、第1个至第n个所述第一晶体管以及所述第五晶体管的开关状态相同且与所述第二晶体管的开关状态互补；

所述功率变换器被配置为通过调节所述第二晶体管的占空比以维持所述功率变换器的输出电压稳定。

进一步地，所述第三晶体管与所述第五晶体管为整流开关；或者

所述第三晶体管和所述第五晶体管替换为二极管。

进一步地，至少一个所述第一磁性元件和所述第二磁性元件相互耦合，和/或

至少两个第一磁性元件相互耦合。

本发明实施例的技术方案通过在功率变换器的输入端和输出端之间设置至少一个第一类开关型功率级电路和第二类开关型功率级并使得所述至少一个第一类开关型功率级电路和第二类开关型功率级交错并联，降低了输出电压的纹波，减小了所需的输出电容。同时，本发明实施例的功率变换器具有较高增益并具有可调的平滑输出。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是本发明第一实施例的功率变换器的电路示意图；

图2是本发明第一实施例的功率变换器的工作波形图；

图3是本发明第一实施例的功率变换器的工作波形图；

图4是本发明第二实施例的功率变换器的电路示意图；

图5是本发明第二实施例的功率变换器的工作波形图；

图6是本发明第三实施例的功率变换器的电路示意图；

图7是本发明第四实施例的功率变换器的电路示意图；

图8是本发明第五实施例的功率变换器的电路示意图；

图9是本发明第六实施例的功率变换器的电路示意图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图1是本发明第一实施例的功率变换器电路示意图。如图1所示，本实施例的功率变换器包括第一类开关型功率级电路11、第二类开关型功率级电路12、第一端a、第二端c、第二储能元件ci1、晶体管q1和输出电容co。在本实施例中，第一端a被配置为功率变换器的输入端以接收输入电压vin。第二端c被配置为功率变换器的输出端以产生输出电压vout。

第一类开关型功率级电路11的第一端耦接至第一端a，第二端耦接至第二端c。第一类开关型功率级电路11包括晶体管q2、晶体管q3、第一储能元件cf1和第一磁性元件lo1。晶体管q2连接在第一端a和端e之间，第一储能元件cf1连接在端e和端f之间，第一磁性元件lo1连接在端f和第二端c之间，晶体管q3连接在端f与接地端之间。其中，端e为晶体管q2和第一储能元件cf1的公共连接端，端f为第一储能元件cf1和第一磁性元件lo1的公共连接端。

第二储能元件ci1与第一类开关型功率级电路11耦接。如图1所示，第二储能元件ci1的一端g通过与第二储能元件ci1串联连接的晶体管q1耦接至端e，第二储能元件ci1的另一端连接至接地端。

第二类开关型功率级电路12耦接在第二储能元件ci1的一端g和第二端c之间。第二类开关型功率级电路12包括晶体管q4、晶体管q5和第二磁性元件lo2。其中晶体管q4和晶体管q5连接在端g和接地端之间。第二磁性元件连接在端h和第二端c之间，端h为晶体管q4和q5的公共连接端。

优选地，晶体管q3和q5为整流开关，如金属氧化物半导体晶体管(mosfet)、双极性晶体管(bjt)以及绝缘栅型晶体管(igbt)等。在另一种实施方式中，晶体管q3和q5也可以替换为二极管。

进一步地，第一储能元件cf1与第二储能元件ci1的储能参数被设置为使得第一类开关型功率级电路11达到电感伏秒平衡，也即使得第一磁性元件lo1处于稳定状态。也就是说，第一磁性元件lo1在一个开关周期内的电流变化量近似为0。

图2是本发明第一实施例的功率变换器的工作波形图。如图2所示，在本实施例中，功率变换器被配置为同相控制第一类开关型功率级电路11和第二类开关型功率级电路12的工作状态。其中，同相控制是指控制晶体管q2与q4的开关状态相同，晶体管q3与q5的开关状态相同，晶体管q2与q3的开关状态互补。如图2所示，晶体管q2和q4的开关控制信号gh1和gh2相同(也即晶体管q2和q4的开关状态相同，占空比相等)，晶体管q3和q5的开关控制信号gl1和gl2相同，晶体管q2和q3的开关控制控制信号gh1和gl1互补，晶体管q4和q5的开关控制控制信号gh2和gl2互补，晶体管q1和q3的开关控制信号gl1'和gl1相同。其中，开关控制信号gh1用于控制晶体管q2。开关控制信号gl1用于控制晶体管q3。开关控制信号gh2用于控制晶体管q4。开关控制信号gl2用于控制晶体管q5。开关控制信号gl1'用于控制晶体管q1。由此，本实施例的功率变换器被配置为通过调节晶体管q2的占空比以调节输出电压vout的大小并维持输出电压vout的稳定。

在一个开关周期内，本实施例的功率变换器存在两个状态。在t0-t1时刻，晶体管q2和q4的开关控制信号gh1和gh2为高电平，晶体管q2和q4导通，晶体管q1、q3和q5关断，第一储能开关cf1储能，第一磁性元件lo1的电流逐渐上升。第二储能元件ci1作为电源通过第二类开关型功率级开关12为负载供电，第二磁性元件lo2的电流也逐渐上升。在t1-t2时刻，晶体管q2和q4的开关控制信号gh1和gh2为低电平，晶体管q2和q4关断，晶体管q1、q3和q5导通。第一磁性元件lo1和第二磁性元件lo2的电流均逐渐下降。第一储能元件cf1作为电源为第二储能元件ci1充电，第二储能元件ci1储能。

根据第一类开关型功率级电路和第二类开关型功率级电路的电感伏秒平衡特性可以得到以下关系：

(vin-vcf1)*d＝vout

vci1*d＝vout

其中，vin为输入电压，vcf1为第一储能元件cf1的电压值，d为晶体管q2的占空比(也即晶体管q2的导通时间与一个开关周期的比值)，vci1为第二储能元件ci1的电压值，vout为输出电压。

根据图1中的连接关系可知，当开关控制信号gl1和gl1’均导通时,第一储能元件cf1和第二储能元件ci1为并联关系，故存在vcf1＝vci1。由此可得出本实施例的功率变换器的输入输出关系为：

本实施例的功率变换器采用交错并联的连接方式和同相控制的控制方法实现了高增益并具有可调的平滑输出，并且控制方式简单易实现。

图3是本发明第一实施例的功率变换器的工作波形图。如图3所示，在本实施例中，功率变换器被配置为错相控制第一类开关型功率级电路11和第二类开关型功率级电路12的工作状态。其中，错相控制是指控制晶体管q2和q4的导通时序具有相位差α。优选地，相位差α为180°。

晶体管q2和q3的开关状态互补，晶体管q4和q5的开关状态互补，晶体管q1与晶体管q3的开关状态相同，晶体管q2和q4的占空比d相同。由此，本实施例的功率变换器被配置为通过调节晶体管q2的占空比d以调节输出电压vout的大小并维持输出电压vout的稳定。本实施例以q2的占空比d<0.5为例。

如图3所示，在t3-t4时刻，gh1和gl2为高电平，晶体管q2和q5导通，晶体管q1、q3和q4关断，此时，第一磁性元件lo1的电流i1上升，第二磁性元件lo2的电流i2下降。在t4-t5时刻，gl1、gl1'和gl2为高电平，晶体管q1、q3和q5导通，晶体管q2和q4关断，此时，第一磁性元件lo1的电流i1下降，第二磁性元件lo2的电流i2下降。在t5-t6时刻，gl1、gl1'和gh2为高电平，晶体管q1、q3和q4导通，晶体管q2和q5关断，此时，第一磁性元件lo1的电流i1下降，第二磁性元件lo2的电流i2上升。在t6-t7时刻，gl1、gl1'和gl2为高电平，晶体管q1、q3和q5导通，晶体管q2和q4关断，此时，第一磁性元件lo1的电流i1下降，第二磁性元件lo2的电流i2下降。因此，本实施例的功率变换器采用交错并联的连接方式和错相控制的控制方法降低了输出电压的纹波，减小了所需的输出电容。

根据第一类开关型功率级电路和第二类开关型功率级电路的电感伏秒平衡特性可以得到以下关系：

(vin-vcf1)*d＝vout

vci1*d＝vout

其中，vin为输入电压，vcf1为第一储能元件cf1的电压值，d为晶体管q2的占空比(也即晶体管q2的导通时间与一个开关周期的比值)，vci1为第二储能元件ci1的电压值，vout为输出电压。

根据图1中的连接关系可知，当开关控制信号gl1和gl1’均导通时,第一储能元件cf1和第二储能元件ci1为并联关系，故存在vcf1＝vci1。由此可得出本实施例的功率变换器的输入输出关系为：

本实施例的功率变换器采用交错并联的连接方式和错相控制的控制方法降低了输出电压的纹波，减小了所需的输出电容co，同时实现了高增益并具有可调的平滑输出。

图4是本发明第二实施例的功率变换器的电路示意图。图5是本发明第二实施例的功率变换器的工作波形图。如图4所示，本实施例的功率变换器包括第一类开关型功率级电路41、第一类开关型功率级电路42、第二类开关型功率级电路43、第一端z、第二端m、第二储能元件ci2和ci3、晶体管q11和q12以及输出电容co。其中，第一端z被配置为输入端以接收输入电压vin，第二端m被配置为输出端以产生输出电压。第一类开关型功率级电路41及其包括的元件(晶体管q21、第一储能元件cf2、晶体管q31和第一磁性元件l1)的连接方式与第一实施例中的第一类开关型功率级电路11及其包括的元件的连接方式基本一致，第二类开关型功率级电路43及其包括的元件(晶体管q41、晶体管q51和第二磁性元件l3)的连接方式与第二类开关型功率级电路及其包括的元件的连接方式类似，在此不再赘述。

第二储能元件ci2与第一类开关型功率级电路41耦接。具体地，第二储能元件ci2的一端i1通过与第二储能元件ci2串联的晶体管q11耦接至晶体管q21和第一储能元件cf2的公共连接端i，第二储能元件ci2的另一端连接至接地端。

在本实施例中，第一类开关型功率级电路42耦接至第二储能元件ci2的一端和第二端m的一端之间，也即端i1和端m之间。第一类开关型功率级电路42包括晶体管q22和q32、第一储能元件cf3以及第一磁性元件l2。晶体管q22连接在端i1和端k之间，第一储能元件cf3连接在端k和端n之间，第一磁性元件l2连接在端n和第二端m之间，晶体管q32连接在端n与接地端之间。其中，端k为晶体管q22和第一储能元件cf3的公共连接端，端n为第一储能元件cf3和第一磁性元件l2的公共连接端。其中，第一类开关型功率级电路41和第一类开关型功率级电路42的第二端均连接至端m。

第二储能元件ci3与第一类开关型功率级电路42耦接。具体地，第二储能元件ci3的一端i2通过与第二储能元件ci3串联的晶体管q12耦接至晶体管q22和第一储能元件cf3的公共连接端k，第二储能元件ci3的另一端连接至接地端。第二类开关型功率级电路43耦接至第二储能元件ci3的一端i2和第二端m之间。

优选地，晶体管q31、晶体管q32和q51为整流开关，如金属氧化物半导体晶体管(mosfet)、双极性晶体管(bjt)以及绝缘栅型晶体管(igbt)等。在另一种实施方式中，晶体管q31、晶体管q32和q51也可以替换为二极管。

进一步地，第一储能元件cf2和cf3以及第二储能元件ci2和ci3的储能参数被设置为使得第一类开关型功率级电路41和42达到电感伏秒平衡，也即使得第一磁性元件l1和l2处于稳定状态。也就是说，第一磁性元件l1和l2在一个开关周期内的电流变化量为0。

在一种实施方式中，功率变换器被配置为同相控制第一类开关型功率级电路41和42以及第二类开关型功率级电路43的工作状态。其中，晶体管q21、q22和q41的占空比d相等，开关状态相同。晶体管q31与晶体管q21的开关状态互补。晶体管q31、q32、q11、q12和q51的开关状态相同。由此，本实施例的功率变换器被配置为通过调节晶体管q21的占空比以调节输出电压vout的大小并维持输出电压vout的稳定。

根据第一类开关型功率级电路41和42以及第二类开关型功率级电路43的电感伏秒平衡特性可以得到以下关系：

(vin-vcf2)*d＝vout

(vci2-vcf3)*d＝vout

vci3*d＝vout

其中，vin为输入电压，vcf2为第一储能元件cf2的电压值，d为晶体管q21的占空比(也即晶体管q21的导通时间与一个开关周期的比值)，vci2为第二储能元件ci2的电压值，vcf3为第一储能元件cf3的电压值，vci3为第二储能元件ci3的电压值，vout为输出电压。

根据图1中的连接关系可知，当开关控制信号gl3和gl3’均导通时,第一储能元件cf2和第二储能元件ci2为并联关系，当开关控制信号gl4和gl4’均导通时,第一储能元件cf3和第二储能元件ci3为并联关系，故存在vcf2＝vci2，vcf3＝vci3。由此可得出本实施例的功率变换器的输入输出关系为：

本实施方式使得本实施例的功率变换器具有高增益并具有可调的平滑输出，并且控制方式简单易实现。

在另一种实施方式中，如图5所示，功率变换器被配置为错相控制第一类开关型功率级电路41和42以及第二类开关型功率级电路43的工作状态。其中，错相控制是指晶体管q21、q22和q41的导通时序依次具有相同的相位差α1。优选地，相位差α1为120°。

晶体管q21和q31的开关状态互补，晶体管q22和q32的开关状态互补，晶体管q41和q51的开关状态互补，晶体管q11和q12与晶体管q31的开关状态相同，晶体管q21、q22和q41的占空比d相同。由此，本实施例的功率变换器被配置为通过调节晶体管q21的占空比以调节输出电压vout的大小并维持输出电压vout的稳定。本实施例以q21的占空比d<0.5为例。

如图5所示，开关控制信号gh3、gh4、gh5、gl3、gl4、gl5、gl3'和gl4'分别用于控制晶体管q21、q22、q41、q31、q32、q51、q11和q12。

在t0'-t1'时刻，gh3、gl4、gl4'和gl5为高电平，晶体管q21、q32、q12和q51导通，晶体管q31、q11、q22和q41关断，此时，第一磁性元件l1的电流il1上升，第一磁性元件l2和第二磁性元件l3的电流il2和il3下降。

在t1'-t2'时刻，gl3、gl3'、gh4和gl5为高电平，晶体管q31、q11、q22和q51导通，晶体管q21、q32、q12和q41关断，此时，第一磁性元件l2的电流il2上升，第一磁性元件l1和第二磁性元件l3的电流il1和il3下降。

在t2'-t3'时刻，gl3、gl3'、gl4、gl4'和gh5为高电平，晶体管q31、q11、q32、q12和q41导通，晶体管q21、q22和q51关断，此时，第一磁性元件l1和l2的电流il1和il2下降，第二磁性元件l3的电流il32上升。

由第一磁性元件l1、l2和第二磁性元件l3的电流il1、il2和il3的波形图易知，本实施例的功率变换器采用交错并联的连接方式和错相控制的控制方法进一步降低了输出电压的纹波，减小了所需的输出电容。

根据第一类开关型功率级电路41和42以及第二类开关型功率级电路43的电感伏秒平衡特性可以得到以下关系：

(vin-vcf2)*d＝vout

(vci2-vcf3)*d＝vout

vci3*d＝vout

其中，vin为输入电压，vcf2为第一储能元件cf2的电压值，d为晶体管q21的占空比(也即晶体管q21的导通时间与一个开关周期的比值)，vci2为第二储能元件ci2的电压值，vcf3为第一储能元件cf3的电压值，vci3为第二储能元件ci3的电压值，vout为输出电压。

根据图1中的连接关系可知，vcf2＝vci2，vcf3＝vci3。由此可得出本实施例的功率变换器的输入输出关系为：

本实施例的功率变换器采用交错并联的连接方式和错相控制的控制方法降低了输出电压的纹波，减小了所需的输出电容co，同时实现了高增益并具有可调的平滑输出。

图6是本发明第三实施例的功率变换器的电路示意图。如图6所示，本实施例的功率变换器包括n个第一类开关型功率级电路61-6n、一个第二类开关型功率级电路6a、第一端m1、第二端o1、n个第二储能元件ci1-cin、n个晶体管q11-q1n和输出电容co。在本实施例中，第一端m1被配置为功率变换器的输入端以接收输出电压vin。第二端o1被配置为功率变换器的输出端以产生输出电压vout。

如图6所示，第j个第二储能元件cij与第j个第一类开关型功率级电路耦接，j＝1,2,…,n。具体地，第j个第二储能元件cij的一端通过与第j个第二储能元件cij串联连接的晶体管q1j耦接至第j个第一类开关型功率级电路，第j个第二储能元件cij的另一端连接至接地端。例如，储能元件ci1的一端x2通过与第一储能元件ci1串联连接的晶体管q11耦接至端x1。

第一类开关型功率级电路61的第一端耦接至端m1，第二端耦接至端o1。在n>1时，第n个第一类开关型功率级电路耦接至第n-1个第二储能元件cin和第二输出端o1之间，n＝2,3,…,n。其中，每个第一类开关型功率级电路的第二端均连接至端o1。

第j个第一类开关型功率级电路6j包括晶体管q2j、第一储能元件cfj、晶体管q3j和第一磁性元件lj。当j＝1时，晶体管的一端耦接至端m1，另一端连接至第一储能元件cf1，第一磁性元件l1连接至第一储能元件cf1和端o1之间，晶体管q31连接在第一储能元件cf1和第一磁性元件l1的公共连接端x4和接地端之间。当j>1时，晶体管q2j的一端连接至晶体管q1(j-1)和第二储能元件ci(j-1)的公共连接端，另一端连接至第一储能元件cfj，第一磁性元件lj连接在第一储能元件cfj和端o1之间，晶体管q3j连接在第一储能元件cfj和第一磁性元件lj的公共连接端和接地端之间。

第二类开关型功率级电路6a耦接在第二储能元件cin的一端x3和端o1之间。第二类开关型功率级电路6a包括晶体管41、晶体管51和第二磁性元件la。第二类开关型功率级电路及其包括的元件的连接方式与第一实施例中类似，在此不再赘述。

优选地，晶体管q3j和晶体管q51为整流开关,如金属氧化物半导体晶体管(mosfet)、双极性晶体管(bjt)以及绝缘栅型晶体管(igbt)等。在另一种实施方式中，晶体管q3j和晶体管q51也可以替换为二极管。

第一储能元件cfj与第二储能元件cij的储能参数被设置为使得第一类开关型功率级电路6j达到电感伏秒平衡，也即使得第一磁性元件lj处于稳定状态。也就是说，第一磁性元件lj在一个开关周期内的电流变化量近似为0。

在本实施例中，第二储能元件ci1-cin作为电源为对应的第一类开关型功率级电路62-6n以及第二类开关型功率级电路6a提供输入电压。其中，第一储能元件cfj在达到预定条件(例如晶体管q1j导通)时为第二储能元件cij充电。本实施的第一类开关型功率级电路6j和第二类开关型功率级电路6a均采用buck拓扑以实现高降压比。

应理解，根据不同的应用需求，第一类开关型功率级电路6j和第二类开关型功率级电路6a可采用升压型拓扑、降压型拓扑、升降压型拓扑、zeta拓扑、sepic拓扑、cuk拓扑、反激式变换器、正激式变换器、推挽式变换器、半桥式变换器、全桥式变换器和llc变换器中的任一种。

在一种实施方式中，功率变换器被配置为同相控制第一类开关型功率级电路6j和第二类开关型功率级电路6a的工作状态。同相控制是指控制晶体管q21-q2n和晶体管q41的开关状态相同，晶体管q31-q3n、晶体管q11-q1n和晶体管q51的开关状态相同。其中，晶体管q21与晶体管q31的开关状态互补。晶体管q21-q2n和晶体管q41的占空比均相同。由此，本实施例的功率变换器被配置为通过调节晶体管q21的占空比以调节输出电压vout的大小并维持输出电压vout的稳定。

根据第一类开关型功率级电路61-6n以及第二类开关型功率级电路6a的电感伏秒平衡特性可以得到以下关系：

(vin-vcf1)*d＝vout

(vci1-vcf2)*d＝vout

······

(vci(n-1)-vcfn)*d＝vout

vcin*d＝vout

其中，vin为输入电压，vcf1为第一储能元件cf1的电压值，d为晶体管q21的占空比(也即晶体管q21的导通时间与一个开关周期的比值)，vci1为第二储能元件ci1的电压值，vcf2为第一储能元件cf2的电压值，vci(n-1)为第二储能元件ci(n-1)的电压值，vcin为第二储能元件cin的电压值，vout为输出电压。

根据图6中的连接关系可知，vcfj＝vcij。由此可得出本实施例的功率变换器的输入输出关系为：

本实施方式使得本实施例的功率变换器具有高增益并具有可调的平滑输出，并且控制方式简单易实现。

在另一种实施方式中，功率变换器被配置为错相控制第一类开关型功率级电路6j和第二类开关型功率级电路6a的工作状态。错相控制是指控制晶体管q21-q2n以及晶体管q41的导通时序依次具有相同的相位差。优选地，该相位差为360°/(n+1)。

其中，晶体管q2j和晶体管q3j的开关状态互补，晶体管q1j和晶体管q3j的开关状态相同，晶体管q41和晶体管51的开关状态互补。晶体管q21-q2n以及晶体管q41的占空比相同。由此，本实施例的功率变换器被配置为通过调节晶体管q21的占空比以调节输出电压vout的大小并维持输出电压vout的稳定。

由第一实施例和第二实施例中的第一磁性元件和第二磁性元件的电流波形图容易得出，在第一类开关型变换器的个数增加时，电流的纹波越低。也即本实施例的功率变换器采用交错并联的连接方式和错相控制的控制方法降低了输出电压的纹波，减小了所需的输出电容。其中，第一类开关变换器的数量越多，输出电压的纹波越低，所需的输出电容越小。

根据第一类开关型功率级电路61-6n以及第二类开关型功率级电路6a的电感伏秒平衡特性可以得到以下关系：

(vin-vcf1)*d＝vout

(vci1-vcf2)*d＝vout

······

(vci(n-1)-vcfn)*d＝vout

vcin*d＝vout

其中，vin为输入电压，vcf1为第一储能元件cf1的电压值，d为晶体管q21的占空比(也即晶体管q21的导通时间与一个开关周期的比值)，vci1为第二储能元件ci1的电压值，vcf2为第一储能元件cf2的电压值，vci(n-1)为第二储能元件ci(n-1)的电压值，vcin为第二储能元件cin的电压值，vout为输出电压。

根据图6中的连接关系可知，vcfj＝vcij。由此可得出本实施例的功率变换器的输入输出关系为：

本实施例的功率变换器采用交错并联的连接方式和错相控制的控制方法降低了输出电压的纹波，减小了所需的输出电容co，同时实现了高增益并具有可调的平滑输出。其中，第一类开关变换器的数量越多，输出电压的纹波越低，所需的输出电容越小，获得的增益越高。

图7是本发明第四实施例的功率变换器的电路示意图。如图7所示，本实施例的功率变换器为升压型功率级变换器，其包括第一类开关型功率级电路71、第二类开关型功率级电路72、第一端o2和第二端m2、晶体管q71、第二储能元件ci7和输出电容co。其中，第一端o2被配置为功率变换器的输出端以产生输出电压vout，第二端m2被配置为功率变换器的输入端以接收输出电压vin。第一类开关型功率级电路71包括晶体管q72、第一储能元件cf7、晶体管q73和第一磁性元件l71。第二类开关型功率级电路72包括晶体管q74、晶体管q75和第二磁性元件l72。优选地，晶体管q73和q75为整流开关，如金属氧化物半导体晶体管(mosfet)、双极性晶体管(bjt)以及绝缘栅型晶体管(igbt)等。在另一种实施方式中，晶体管q73和q75也可以替换为二极管。本实施例的功率变换器的具体连接方式与第一实施例类似，在此不再赘述。

第一储能元件cf7与第二储能元件ci7的储能参数被设置为使得第一类开关型功率级电路71达到电感伏秒平衡，也即使得第一磁性元件l71处于稳定状态。也就是说，第一磁性元件l71在一个开关周期内的电流变化量近似为0。

在一种实施方式中，本实施例的功率变换器被配置为同相控制第一类开关型功率级电路71和第二类开关型功率级电路72的工作状态。其中，同相控制是指控制晶体管q72和晶体管q74的开关状态相同，晶体管q72与晶体管q73的开关状态互补，晶体管q71与晶体管q73的开关状态相同。晶体管q72和晶体管q74的占空比d相同。由此，本实施例的功率变换器被配置为通过调节晶体管q72的占空比以调节输出电压vout的大小并维持输出电压vout的稳定。

根据第一类开关型功率级电路和第二类开关型功率级电路的电感伏秒平衡特性可以得到以下关系：

vin＝(1-d)*(vout-vcf7)

vin＝(1-d)*vci7

其中，vin为输入电压，vcf7为第一储能元件cf7的电压值，d为晶体管q72的占空比(也即晶体管q72的导通时间与一个开关周期的比值)，vci7为第二储能元件ci7的电压值，vout为输出电压。

根据图7中的连接关系可知，vcf7＝vci7。由此可得出本实施例的功率变换器的输入输出关系为：

本实施例的功率变换器采用交错并联的连接方式和同相控制的控制方法实现了高增益并具有可调的平滑输出，并且控制方式简单易实现。

在另一种实施方式中，本实施例的功率变换器被配置为错相控制第一类开关型功率级电路71和第二类开关型功率级电路72的工作状态。其中，错相控制是指控制晶体管q72和q74的导通时序具有相位差α。优选地，相位差α为180°。晶体管q72与晶体管q73的开关状态互补，晶体管q71与晶体管q73的开关状态相同。晶体管q74和晶体管q75的开关状态互补。晶体管q72和晶体管q74的占空比d相同。由此，本实施例的功率变换器被配置为通过调节晶体管q72的占空比以调节输出电压vout的大小并维持输出电压vout的稳定。

本实施例的功率变换器采用交错并联的连接方式和错相控制的控制方法降低了输出电压的纹波，减小了所需的输出电容co，同时实现了高增益并具有可调的平滑输出。

应理解，本实施例的功率变换器可以包括n个第一类开关型功率级电路，一个第二类开关型功率级电路和n个第二储能元件。根据第一类开关型功率级电路和第二类开关型功率级电路的电感伏秒平衡特性和上述分析可得功率变换器的输入输出关系为：

本实施例的功率变换器采用交错并联的连接方式和错相控制的控制方法降低了输出电压的纹波，减小了所需的输出电容co，同时实现了高增益并具有可调的平滑输出。其中，第一类开关变换器的数量越多，输出电压的纹波越低，所需的输出电容越小，获得的增益越高。

图8是本发明第五实施例的功率变换器的电路示意图。如图8所示，本实施例的功率变换器包括一个第一类开关型功率级电路和一个第二类开关型功率级电路。其与第一实施例的连接关系类似，在此不再赘述。在本实施例中，第一磁性元件l81与第二磁性元件l82为相互耦合的磁性元件，相比于第一实施例，本实施例的功率变换器进一步减小输出电压的纹波，减小了所需的输出电容co。

图9是本发明第六实施例的功率变换器的电路示意图。如图9所示，本实施例的功率变换器包括两个第一类开关型功率级电路和一个第二类开关型功率级电路。其与第二实施例的连接关系类似，在此不再赘述。在本实施例中，第一磁性元件l91和l92为相互耦合的磁性元件，相比于第二实施例，本实施例的功率变换器进一步减小输出电压的纹波，减小了所需的输出电容co。应理解，也可以使得第一磁性元件l92(或l91)与第二磁性元件相互耦合来达到降低输出电压纹波的目的。

容易理解，当功率变换器包括n个第一类开关型功率级电路和一个第二类开关型功率级电路时，可以使得至少一个第一磁性元件与第二磁性元件相互耦合或者至少两个第一磁性元件相互耦合，以进一步减小输出电压纹波，减小了所需的输出电容。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。