一种新型的功率因数校正装置的制作方法

本发明涉及电力电子变换器技术领域，特别是一种无电解电容的功率因数校正变换器。

背景技术

ac/dc和dc/ac变换器中，若交流侧电压、电流均为正弦波，则交流侧功率由直流分量和交流分量两部分组成，使得直流侧电压以两倍的交流频率波动。为了满足电压纹波要求，吸收电路中的脉动功率，往往需要在直流侧并联一个大容量的电解电容。以led照明和光伏发电为例，为满足iec61000-3-2标准的谐波要求，照明灯具通常采用带功率因数校正的驱动电源，其输入功率是瞬时变化的，而输出功率是平直的；ieee1547标准对光伏发电并网的电能质量等方面也进行了规定，其并网逆变器输入侧流入的功率是平直的，输出的功率是脉动的。因而都存在输入输出功率不平衡的问题，要求变换器对电路中的交流分量进行处理，最常见的做法就是利用电解电容提供脉动功率缓冲，平滑直流电压。但是led灯的寿命可达到十万小时，太阳能电池板更能使用数十年，而电解电容寿命一般只有几千小时。寿命的严重不匹配增加了实际使用成本，制约了相关技术的推广与应用，所以需要去除电路中的电解电容。另外，在隧道灯、塔灯等不便维护的场合，以及对体积、质量有严格要求的航天领域，实现无电解电容功率变换器也有着重要意义。

并联电容电压允许的波动大小直接决定了电容吸收纹波功率的能力。传统的并联电容滤波方案中，电容电压即为直流母线电压，电压波动范围很小，不利于电容储能。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种新型的功率因数校正装置。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种新型的功率因数校正装置，包括：ac交流源、整流桥电路、boost电路、解耦电路、负载、控制电路；ac交流源的输出接整流桥的输入，经过整流桥电路后变成馒头波，作为boost电路的输入端，boost电路的输出端接负载，解耦电路并联在boost电路输出电容co的前端，控制电路输出信号给解耦电路。

boost电路包括升压电感l的一端与整流桥的输出端相连接，另一端与开关管s的漏极以及续流二极管d的阳极相连接；开关管s的源极与输出滤波电容co的负极接地连接；续流二极管d的阴极与输出滤波电容co的正极相连接；负载rl的正极与滤波电容co的正极相连接，rl的负极与滤波电容co的负极相连接。

解耦电路包括储能电感ls的一端与续流二极管d的阴极连接，储能电感ls的另一端与开关管s1的漏极以及开关管s2的源极相连接；开关管s1的源极与解耦电容cs的负极接地；二极管ds1的阴极与开关管s1的漏极连接，二极管ds1的阳极与开关管s1的源极相连接；开关管s2的漏极与解耦电容cs的正极相连接；二极管ds2的阳极与开关管s2的源极连接，二极管ds2的阴极与开关管s2的漏极相连接。

控制电路包括电网电压锁相模块、移相与运算模块以及pwm模块，从boost电路获得的采样信号vin作为电网电压锁相模块的输入，电压锁相模块的输出及从boost电路获得的采样信号io作为移相与运算模块的输入；移相与运算模块的输出经过比例积分电路作为pwm模块的输入，经pwm转换后由dsp输出给解耦电路的开关管s1的门极驱动电路控制mosfet的开通和关断，取反输出给解耦电路的开关管s2的门极驱动电路控制mosfet的开通和关断。

本发明与现有技术相比，其显著优点为：1)本发明将ac/dc或dc/ac功率变换装置中的纹波功率转移到了解耦电容上，打破了直流母线电压纹波的限制；2)本发明采用双向buck/boost变换器拓扑，其电路结构简单、器件成本低、去耦效果好；3)本发明用于led照明电源系统中，可采用寿命更长的薄膜电容，提高led照明系统的整体寿命；4)本发明采用前馈控制策略大大提升了双向buck/boost功率解耦电路的补偿效果。5)基于以上优点在传统的功率因数校正电路中加入补偿电路，可以减小输出电容的容值，从而实现无电解电容的功率因数校正。

附图说明

图1为本发明的新型的功率因数校正装置结构框图。

图2为主电路拓扑图。

图3为控制电路拓扑图。

图4为升压型无电解电容pfc电路拓扑图。

图中编号所代表的含义为：1为ac交流源，2为不控整流桥电路，3为boost电路，4为解耦电路，5为负载，6为电网电压锁相模块，7为移相与运算模块，8为pwm模块。

具体实施方式

结合附图，本发明的一种新型的功率因数校正装置，包括ac交流源1、整流桥电路2、boost电路3、解耦电路4、负载5和控制电路6，所述ac交流源1的输出端接整流桥2的输入端，ac交流源1输出的信号经过整流桥电路2后变成馒头波，作为boost电路3的输入，整流桥电路2的输出端接boost电路3的输入端，boost电路3的输出端接解耦电路4，解耦电路4的另一端接负载5，其中解耦电路4接在boost电路3输出电容co的前端，控制电路6接收boost电路3的信号，同时输出信号给解耦电路4。

所述boost电路3包括升压电感、整流桥、续流二极管d、开关管s和输出滤波电容co，其中升压电感l的一端与整流桥的输出端相连接，另一端与开关管s的漏极以及续流二极管d的阳极相连接；开关管s的源极与输出滤波电容co的负极接地连接；续流二极管d的阴极与输出滤波电容co的正极相连接；负载rl的正极与滤波电容co的正极相连接，负载rl的负极与滤波电容co的负极相连接。

所述的解耦电路4包括储能电感ls、第一开关管s1、第二开关管s2、第一二极管ds1、第二二极管ds2，其中储能电感ls的一端与续流二极管d的阴极连接，储能电感ls的另一端与第一开关管s1的漏极以及第二开关管s2的源极相连接；第一开关管s1的源极与解耦电容cs的负极接地；第一二极管ds1的阴极与第一开关管s1的漏极连接，第一二极管ds1的阳极与第一开关管s1的源极相连接；第一开关管s2的漏极与解耦电容cs的正极相连接；第二二极管ds2的阳极与第二开关管s2的源极连接，第二二极管ds2的阴极与第二开关管s2的漏极相连接。

所述的控制电路6包括电网电压锁相模块、移相与运算模块以及pwm模块，所述boost电路3发出的采样信号vin作为电网电压锁相模块的输入，电压锁相模块的输出及从boost电路3获得的采样信号io作为移相与运算模块的输入；移相与运算模块的输出经过比例积分电路作为pwm模块的输入，经pwm转换后由dsp输出给解耦电路4的开关管s1的门极驱动电路控制mosfet的开通和关断，取反输出给解耦电路4的开关管s2的门极驱动电路控制mosfet的开通和关断。

本发明将ac/dc或dc/ac功率变换装置中的纹波功率转移到了解耦电容上，打破了直流母线电压纹波的限制。

下面进行更详细的描述。

1.如图1中：主电路包括：ac交流源1，整流桥电路2，boost电路3，解耦电路4，负载5。

其工作原理：本发明采用双向buck/boost变换器，能够在不改变输入输出电压极性的前提下，控制能量双向流动的dc/dc电路，包括一个电感、一个电容和两个功率开关器件及其反并联二极管。以双向buck/boost变换器作为功率解耦电路，吸收pfc功率变换装置中的纹波功率。双向buck/boost变换器输入侧为pfc输出电压vo，输出侧为解耦电容电压vcs。规定能量从pfc电路传递到功率解耦电路，其值为正。当开关s1和二极管ds2工作时，电路工作在正向的boost模式，能量由pfc变换器转移到功率解耦电路，解耦电容电压上升。当开关s2和二极管ds1工作时，电路工作在反向的buck模式，能量从解耦电路转移到pfc变换器，解耦电容电压下降。

2.主电路拓扑结构

如图2主电路拓扑图中主要元器件：主电路拓扑为boost电路，包括ac交流源(3kva调压器)，不控整流桥电路(gbj1510)，升压电感l(pq铁氧体磁芯，560μh)，开关管mosfet(spp20n60c3)，续流二极管d(sic二极管)，输出滤波电容co(cbb电容，450v/20μf)，储能电感ls(1.2mh)，两个mosfet开关管s1和s2(spp20n60c3)，两个反并联二极管ds1和ds2(sic二极管)，解耦电容cs(cbb电容，450v/20μf)，纯电阻负载rl(负载箱)。

3.控制电路

如图3控制电路，原理是通过直接控制双向buck/boost功率解耦电路的输出电流波形，补偿pfc电路中的纹波电流，平滑输出电压波动，所以输出功率是恒定的，从而实现了无电解电容。

具体方法是首先对pfc电路中输出整流二极管的电流进行采样，然后通过二阶带通滤波器滤除其中的高频和直流分量，得到所需的100hz电流给定信号，通过平均电流控制方式使电感电流跟踪给定电流，补偿pfc电路中的谐波成分。为了满足电感电流双向流动的要求，双向buck/boost变换器输出侧的解耦电容电压应高于其输入侧的pfc输出电压，所以往往还需要加入一个电压外环进行控制。

电流控制方案的关键是要获得与纹波电流幅值、相位相一致的基准电流，通常采用无源滤波和有源滤波两种方法。由于pfc电路中谐波电流频率较低，采用无源滤波时器件体积大，且存在严重的输出信号基波损耗和相位滞后。而有源滤波方案具有体积小，效率高、电路成本低及便于维护等优点，但不可避免的仍然存在滞后问题。所以电流控制方案一般补偿精度都不高且动态响应速度慢。

为了获得更为简单有效的控制方案，首先不妨对双向buck/boost功率解耦电路采用固定占空比进行控制，分析各参数变化对pfc电路性能的影响。

4.定占空比原理：

假设pfc电路和双向buck/boost解耦电路均达到稳定状态，pfc输出电压由直流分量和波动分量两部分组成，可表示为vo＝vo+vo'。定义开关s1的导通比为d，开关s2与s1互补导通。则双向buck/boost变换器输入输出电压满足：

可见，解耦电容电压与pfc输出电压的波形相同，但电压波动与平均值都放大了倍。而传统的并联电容滤波方案中储能电容电压即为pfc输出电压。由公式可知，电容电压波动和平均值的增加都有利于储能电容容值的减小。所以这里的解耦电容容值cs小于并联电容滤波方案中所需的储能电容容值cb，下面从数值上进行分析。

由式(1)可知，此时的解耦电容电流为：

根据功率平衡关系可得，双向buck/boost功率解耦电路输入电流可表示为：

从功率解耦电路的输入侧，即pfc功率变换装置的输出侧来看，其电压电流关系与电容相似，所以可以将双向buck/boost功率解耦电路等效为一个电容，电容容值为显然采用定占空比控制可减小储能电容容值，且电容之比为

此时pfc电路输出侧可视为滤波电容co与双向buck/boost电路等效电容的并联结构，可得输出电压纹波系数表达式为：

可见，功率解耦电路的补偿效果主要由占空比d和解耦电容cs决定，与电感ls关系不大。电感主要起能量传递和滤波的作用，若电感值取得过小，双向buck/boost变换器的升压能力会受到影响，且补偿电流中含有较多的高频谐波分量，一定程度上也会增加电路的输出电压波动。这里主要讨论pfc变换器输出电压纹波系数与电容co、cs、输出负载rl以及解耦电路占空比d的关系。当占空比d较大时，输出电压纹波系数主要受解耦电容容值的影响。占空比越小，越接近于cs，pfc输出侧相当于电容co、cs并联，功率解耦电路也就失去了减小储能电容容值的作用。当电容容值确定时，pfc变换器输出电压纹波系数由负载rl和解耦电路占空比d共同决定。

通过以上分析可知，定占空比控制的双向buck/boost功率解耦电路可一定程度上减小pfc变换器中的储能电容容值。但是由于解耦电路占空比是恒定的，解耦电容电压波动由其平均值和pfc变换器输出电压波动决定，理论上并没有真正摆脱直流母线电压纹波系数的限制，因而对纹波功率的吸收能力不强，适用于输出电压不高且负载较轻的场合。

5.升压型双向buck/boost解耦电路控制：

采用固定占空比控制时，双向buck/boost变换器输出侧解耦电容的利用率为：

显然，采用定占空比控制的功率解耦方案时，电容利用率并没有增加。其减小储能电容容值是通过增加解耦电容峰值电压标幺值来实现的。为了提高解耦电容的利用率，需要摆脱直流母线电压纹波系数的限制，从根本上增加解耦电容电压波动。

由于双向buck/boost功率解耦电路通常工作在欠补偿状态，pfc变换器输出侧的滤波电容co处理少量的纹波功率，绝大部分纹波功率通过功率解耦电路转移到解耦电容上。因而实际解耦电容所需的电压波动与pfc电路输出电压波动是一致的。要增大解耦电容电压波动，可通过引入与pfc变换器输出电压波动一致的调制波来实现。其电路结构如图4所示。

定义开关s1的导通比为d，s1、s2互补导通。当pfc变换器输出电压增加时，双向buck/boost功率解耦电路的占空比也增大，其输出侧的解耦电容电压上升，由pfc电路转移到解耦电容cs上的功率增大(或s2的导通比减小，由解耦电容cs转移到pfc电路上的功率减小)，使得pfc变换器输出电压降低。当pfc变换器输出电压减小时与之类似。可见，通过基于pfc输出电压波动的前馈控制，可以使双向buck/boost电路补偿pfc变换器中因储能电容容值减小而引起的输出电压纹波，从而实现功率解耦，实现无电解电容。

6.升压型双向buck/boost电路控制原理：

假设pfc电路和双向buck/boost功率解耦电路均达到稳定状态，pfc输出电压由直流分量和波动分量两部分组成，即vo＝vo+vo'。对pfc输出电压vo进行采样，与电压给定信号vref作差，并叠加一定的直流偏置vd(对应于占空比的恒值部分)。经过放大后作为调制波vc，与三角波进行比较可得开关s1的控制信号。由于s2与s1互补导通，对s1的控制信号取反即可得到开关s2的控制信号。所以，双向buck/boost变换器的占空比可表示为：

式中中α为电压采样系数，ks为比例放大器的放大系数，vm为载波幅值。

根据双向buck/boost变换器输入输出电压关系可得，解耦电容电压为：

与式(1)比较可知，采用基于pfc输出电压波动的前馈控制时，解耦电容电压波形由pfc输出电压和占空比d共同决定，并不完全依赖于pfc输出电压。当vo'＜＜vo时，解耦电容电压波形更取决于占空比的变化情况。由功率平衡关系可得：

其中解耦电容电压vcs可以用式(7)来表示。所以双向buckboost功率解耦电路的输入电流表达式为：

仿照定占空比控制方案，前馈控制时双向buck/boost功率解耦电路也可以等效为一个电容，电容容值为：

显然，若占空比波动不大，等效电容相比固定占空比控制时多了一项由此可见，基于pfc输出电压波动的前馈控制方案能更好的减小储能电容容值。下面从数值上进行分析。

由于双向buck/boost功率解耦电路的等效电容cm与(1-d)³有关，而占空比d是随时间变化的，导致分析过程十分复杂。所以首先对(1-d)³进行简化。由式(6)可知：

当时，可近似为：

这里取十倍的差值，即结合式(10)可知，双向buck/boost功率解耦电路的等效电容可表示为：

所以，传统并联电容滤波方案所需的储能电容容值cb与前馈控制方案下的解耦电容容值cs之比为：

由于输出电压波动不大(vo＞＞vo')，显然有恒成立，电容之比大于所以，采用基于pfc输出电压波动的前馈控制方案相比定占空比控制方案能更好的减小储能电容容值。

观察式(14)可知，采用前馈控制方案时电容减小倍数与pfc变换器输出电压脉动分量vo'有关。此时双向buck/boost功率解耦电路的等效电容并不是定值，其大小随着pfc输出电压波动而发生变化。所以，这里通过分析pfc变换器输出电压纹波的变化，研究双向buck/boost功率解耦电路的补偿效果。

假设解耦电路吸收pfc变换器中全部的纹波功率，则有：

由于pfc输出电压波动不大，式(14)可改写为：

令初始值t0＝0，则对应的输出电压脉动分量vo'＝0，通过积分可得：

令可解得pfc变换器输出电压脉动分量的表达式为：

实际上当|msin2ωt|在很小的范围内变化时，e^msin2ωt≈1+msin2ωt。近似可得：

代入常数m，则pfc变换器输出电压可表示为：

所以，输出电压纹波系数表达式为：

可见，并联前馈控制的双向buck/boost功率解耦电路时，pfc变换器输出电压由直流分量和正弦脉动两部分组成。当电路参数确定时，其脉动分量幅值由解耦电路占空比平均值d和比例放大器放大系数ks决定。当d很大时，pfc变换器输出电压纹波接近于零，和定占空比分析一致。若占空比平均值一定，适当增加比例放大器的放大系数ks，其输出电压纹波也会减小。反过来也说明，pfc变换器输出电压纹波系数一定的前提下，通过增加放大系数ks可以减小功率解耦电路的占空比。从解耦电容电压的角度考虑，由于双向buck/boost变换器占空比平均值减小了，波动量增加了，根据其输出输入电压满足1/(1-d)的关系，相应的解耦电容电压幅值也会降低，电压波动增加，因而电容利用率升高。所以基于pfc输出电压波动的前馈控制方案从本质上增加了储能电容的利用率，有利于减小电容容值。